9.2.1.1 设计要求

9.2.1.2 详细设计流程

偏置电阻 R_B1 和 R_B2 用于将热电偶的共模电压设置在 PGA 特定的共模电压范围内（在本示例中，设置为中间供电电压 AVDD / 2）。如果应用需要将热电偶偏置至 GND，则该器件必须使用双极电源（例如，AVDD = 2.5V 和 AVSS = –2.5V）以满足 PGA 的共模电压要求，或必须旁路 PGA。当选择偏置电阻的阻值时，请务必注意避免偏置电流降低测量精度。偏置电流流经热电偶会引起自发热并使热电偶引线之间产生额外压降。偏置电阻的典型值范围为 1MΩ 至 50MΩ。

除偏置热电偶外，R_B1 和 R_B2 还适用于检测热电偶引线的开路情况。如果其中一条热电偶引线因故障开路，则偏置电阻分别将模拟输入 AIN0 和 AIN1 拉至 AVDD 和 AVSS。因此，ADC 读取超出热电偶电压正常测量范围的满量程值来指示这种故障状态。

尽管该器件的数字滤波器会使噪声的高频分量发生衰减，TI 建议在输入处使用一阶无源 RC 滤波器进一步改善性能。由 R_F1、R_F2 和差分电容 C_DIF 组成的差分 RC 滤波器的截止频率与使用Equation 17 的计算结果相同。

同时添加两个共模滤波电容（C_M1 和 C_M2），使得高频共模噪声分量发生衰减。TI 建议差分电容 C_DIF 应至少比共模电容（C_M1 和 C_M2）高出一个数量级 (10x)，原因是共模电容不匹配可导致共模噪声转换为差分噪声。

滤波器电阻 R_F1 和 R_F2 还可用作限流电阻。此类电阻在输入发生过压时将流入该器件模拟输入（AIN0 和 AIN1）的电流限制为安全水平。选择滤波器电阻的阻值时必须小心谨慎，原因是流经器件的输入电流会导致电阻产生压降。该压降作为 ADC 输入的附加偏移误差而出现。TI 建议将滤波器电阻的阻值限制在 1kΩ 以下。

本设计使用的滤波器组件值为：R_F1 = R_F2 = 1kΩ，C_DIF = 100nF，以及 C_CM1 = C_CM2 = 10nF。

通过选择可能的最高增益，最高电势输入信号与 ADC 的 FSR 可实现匹配，进而获得最高测量分辨率。根据设计要求，最高热电偶电压在 T_(TC) = 1250°C 时出现，电压值为 V_(TC) = 50.644mV，以上数据由美国国家标准技术研究所 (NIST) 出版的表格定义，此时的冷端温度 T_(CJ) = 0°C。热电偶产生的输出电压与热电偶尖端和冷端温度之差成正比。如果冷端温度低于 0°C，热电偶产生的电压高于 50.644mV。等温模块区域受到器件工作温度范围的限制。因此，等温模块的温度限制为 –40°C。K 型热电偶在 T_(TC) = 1250°C 时产生的输出电压 V_(TC) = 50.644mV – (–1.527mV) = 52.171mV，其基准冷端温度 T_(CJ) = –40°C。此后，通过计算得出使用 2.048V 内部基准时施加的最大增益 (2.048V / 52.171mV) = 39.3。该器件提供的下一较小 PGA 增益设置为 32。

该器件集成了一个用于测量冷端温度的精密温度传感器。为测量 ADS1220 的内部温度，必须通过将配置寄存器的 TS 位置 1 的方式将该器件设置为内部温度传感器模式。为实现最佳性能，谨慎周密的电路板布局对于在冷端和器件封装之间实现良好导热性至关重要。

然而，该器件不会自动执行热电偶冷端补偿。这种补偿必须在与该器件相连的微控制器中完成。控制器请求从器件中获取一个或多个热电偶电压读数，然后将该器件设置为内部温度传感器模式 (TS = 1)，以获取冷端温度。为补偿冷端温度，微控制器必须实施与以下内容相似的算法：

1. 测量 AIN0 和 AIN1 之间的热电偶电压 V_(TC)。
2. 通过 ADS1220 的温度传感器模式测量冷端温度 T_(CJ)。
3. 使用 NIST 提供的表格或公式，将冷端温度转换为等效温差电压 V_(CJ)。
4. 将所得值与 V_(TC) 和 V_(CJ) 相加并再次使用 NIST 表格或公式，将总和转换回热电偶温度。

在某些 应用中不能使用 ADS1220 的集成温度传感器（例如，精度较低或器件无法足够接近冷端）。在这种情况下，可使用器件的附加模拟输入通道，借助热敏电阻、RTD 或模拟温度传感器测量冷端温度。

为了获得可实现温度分辨率的近似值，应将增益 = 32、DR = 20SPS (0.23µV_rms) 时 ADS1220 的均方根噪声除以 K 型热电偶的平均灵敏度 (41µV/°C)，如Equation 18 所示。

本设计的寄存器设置如Table 22 所示。

9.2.1.3 应用曲线

Figure 75 和Figure 76 给出了测量结果。测量条件为 T_A = T_CJ = 25°C。系统偏移校准在 T_(TC) = 25°C 下执行，该条件等同于 V_(TC) = 0V (T_(CJ) = 25°C)。未实现增益校准。通过将精密电压源代替热电偶作为输入信号获取Figure 75 中的数据。Figure 76 中的相应温度测量误差可 NIST 表根据Figure 75 中的数据进行计算。

该设计满足Table 21 中给出的所需温度测量精度要求。请注意，Figure 76 所示的测量误差不包括热电偶自身的误差以及冷端温度测量误差。这两种误差源通常大于 0.2°C，因此在多数情况下对于系统整体测量精度起到决定性作用。

Figure 75. 电压测量误差与 V_(TC) 间的关系

Figure 76. 温度测量误差与 T_(TC) 间的关系

9.2.2.1 设计要求

9.2.2.2 详细设计流程

Figure 77 中的电路采用了比例式测量方法。换句话说，传感器信号（即本例中 RTD 两端的电压）和 ADC 的基准电压来自同一激励源。因此，激励源的温度漂移或噪声产生的误差可以抵消，因为这些误差对于传感器信号和基准电压而言是共同的误差。

为了使用该器件实现比例式三线制 RTD 测量，将 IDAC1 路由到 RTD 的其中一条引线，并将 IDAC2 路由到第二条 RTD 引线。这两个电流的值相同，该值可通过配置寄存器的 IDAC[2:0] 位编程。该器件的设计确保两个 IDAC 值紧密匹配，即使在温度范围内也是如此。两个电流合并流经精密的低漂移基准电阻 R_REF。该基准电阻两端产生的电压 V_ref（如Equation 19 所示）用作 ADC 基准电压。Equation 19 简化为Equation 20，因为 I_IDAC1 = I_IDAC2。

为简化后续讨论，将 RTD 的各个引线电阻值 (R_LEADx) 设置为零。只有 IDAC1 激励 RTD 生成电压 (V_RTD)，该电压与依赖温度的 RTD 值和 IDAC1 值成比例，如Equation 21 所示。

该器件在内部使用 PGA 放大 RTD 两端的电压，并将生成的电压与基准电压进行比较以生成与Equation 22 至Equation 24 成比例的数字输出代码：

如Equation 24 所示，输出代码仅取决于 RTD 的值、PGA 增益和基准电阻 (R_REF)，而不取决于 IDAC1 值。因此，激励电流的绝对精度和温度漂移无关紧要。但是，由于基准电阻的值直接影响测量结果，因此要限制 R_REF 的温度漂移所引入的误差，选择温度系数非常低的基准电阻非常重要。

第二个 IDAC2 用于补偿 RTD 的引线电阻两端的电压降所引入的误差。3 线 RTD 的全部三条引线通常长度相同，因此引线电阻也相同。此外，IDAC1 和 IDAC2 的值也相同。将引线电阻纳入考虑范围时，ADC 输入 AIN0 和 AIN1 两端的差分电压 (V_IN) 基于Equation 25 进行计算：

R_LEAD1 = R_LEAD2 且 I_IDAC1 = I_IDAC2 时，Equation 25 简化为Equation 26：

换句话说，只要 RTD 引线电阻值和 IDAC 值良好匹配，引线电阻上的压降所产生的测量误差就会被补偿。

一阶差分和共模 RC 滤波器（R_F1、R_F2、C_DIF1、C_CM1 和 C_CM2）置于 ADC 输入端以及基准输入端（R_F3、R_F4、C_DIF2、C_CM3 和 C_CM4）。设计输入滤波器时同样遵循热电偶测量部分中所述的规则。为实现最佳性能，TI 建议使输入和基准滤波器的角频率匹配。有关使输入和基准滤波器匹配的更详细信息，请参见应用报告《使用 ADS1148 和 ADS1248 系列器件进行 RTD 比例测量和滤波》（文献编号：SBAA201）。

基准电阻 R_REF 不仅用于为器件生成基准电压，而且还用于将 RTD 的共模电压设置在 PGA 特定的共模电压范围内。

设计电路时，请务必谨慎，以确保满足 IDAC 的合规电压要求。IDAC 要求到 AVSS 的电流路径两端产生的最大压降小于或等于 AVDD – 0.9V，以便确保精确操作。此要求意味着，必须始终满足Equation 27。

该器件还能将 IDAC 路由至测量所使用的输入。如果滤波器电阻值 R_F1 和 R_F2 足够小并且良好匹配，则 IDAC1 可路由至 AIN1，IDAC2 可路由至 AIN0，如Figure 77 所示。通过这种方式，即便是共享同一基准电阻的两个三线制 RTD，也可使用一个器件进行测量。

本设计示例探讨了用于测量介于 –200°C 至 +850°C 之间的温度（如Table 23 所示）的三线制 Pt100 测量实现。Pt100 的激励电流被选作 I_IDAC1 = 500µA，这意味着，将有 1mA 的合并电流流经基准电阻 R_REF。如前文所述，除了为 ADS1220 确立基准电压外，R_REF 两端的电压还会设置共模电压以用于 RTD 测量。通常，在维持 IDAC 电压合规性以及满足 PGA 共模电压要求的同时，尽可能选择较大的基准电压。TI 建议将共模电压设置为模拟电源的一半（在本例中，为 3.3V / 2 = 1.65V）或其近似值，，此数值在大多数情况下可满足 PGA 的共模电压要求。R_REF 值随后可根据Equation 28 计算得出：

R_REF 的稳定性对于在整个温度和时间范围内确保良好的测量精度至关重要。建议选择温度系数为 ±10ppm/°C 或更佳的基准电阻。如果难以实现 1.65kΩ 电阻值，也可以使用一个接近 1.65kΩ 的值（例如，1.62kΩ 或 1.69kΩ）。

对于最后一步，必须选择 PGA 增益以使最大输入信号与 ADC 的 FSR 匹配。Pt100 的电阻随温度升高而增大。因此，达到正温度限值时的电压即为要测量的最大电压 (V_IN(MAX))。根据 NIST 表可知，温度为 850°C 时，Pt100 的等效电阻接近于 391Ω。Pt100 两端的电压可由Equation 29 计算得出：

然后通过计算得出，在使用 1.65V 基准电压时可应用的最大增益为 (1.65V / 195.5mV) = 8.4。ADS1220 中可使用相对较小的 PGA 增益设置值 8。增益为 8 时，ADS1220 提供的 FSR 值可由Equation 30 计算得出：

此范围允许初始精度的相关裕度以及 IDAC 和基准电阻的漂移。

选择 IDAC、R_REF 和 PGA 增益这三个值后，再次进行检查以确保设置符合 PGA 的共模电压和 IDAC 合规电压的要求。为确定 ADC 输入（AIN0 和 AIN1）的实际共模电压，还必须考虑引线电阻。

在达到最低测量温度 (–200°C) 并且 R_LEADx = 0Ω 时的电压为最小共模电压，此电压由Equation 31 和Equation 32 计算得出。

实际上，假设 V_{CM (MIN)} = V_ref 充分近似。

V_{CM (MIN)} 必须满足两个要求：Equation 15 要求 V_{CM (MIN)} 大于 AVDD / 4 = 3.3V / 4 = 0.825V，Equation 13 要求 V_{CM (MIN)} 符合Equation 33：

本设计满足上述两个限制要求，其中 V_{CM (MIN)} = 1.65V。

在达到最高测量温度 (850°C) 时的电压为最大共模电压，此电压由Equation 34 和Equation 35 计算得出。

V_{CM (MAX)} 不满足Equation 14（在本设计中，相当于Equation 36）的要求：

最后，必须计算输入 AIN1 可能存在的最大电压，以确定是否满足 IDAC1 合规电压 (AVDD – 0.9V = 3.3V – 0.9V = 2.4V) 的要求。请注意，输入 AIN0 的电压小于输入 AIN1 的电压。根据Equation 37 和Equation 38 可知，AIN1 的电压小于 2.4V，即使将最差情况下的引线电阻考虑在内亦如此。

本设计的寄存器设置如Table 24 所示。

9.2.2.2.1 两线制和四线制 RTD 测量的设计变型

实现两线制或四线制 RTD 测量与Figure 77 所示的三线制 RTD 测量非常相似，除了只需要一个 IDAC。

Figure 78 所示为两线制 RTD 测量的典型电路实现。与三线制 RTD 测量相比，主要差别在于引线电阻的补偿。在本配置中，引线电阻 R_LEAD1 和 R_LEAD2 两端的压降为测量的一部分（如Equation 39 所示），因为无法使用第二电流源补偿引线电阻。所有补偿都必须通过校准实现。

Equation 39. V_IN = I_IDAC1 · (R_LEAD1 + R_RTD + R_LEAD2)

Figure 78. 两线制 RTD 测量

Figure 79 所示为四线制 RTD 测量的典型电路实现。与两线制 RTD 测量类似，仅需一个 IDAC 即可通过比例方式激励和测量四线制 RTD。使用四线制 RTD 的主要优势在于，ADC 输入通过开尔文连接方式与 RTD 连接。除了 ADC 的输入泄漏电流外，没有电流流经引线电阻 R_LEAD2 和 R_LEAD3，因此，在其两端不会产生压降。ADC 输入的电压等于 RTD 两端的电压，与引线电阻无关。

Figure 79. 四线制 RTD 测量

请注意，由于仅使用一个 IDAC，并且电流流经基准电阻 R_REF，因此两线制和四线制 RTD 测量的传递函数与三线制 RTD 测量的不同之处在于系数为 2，如Equation 40 所示。

Equation 40. Code ∝ (R_{RTD (温度)} · 增益) / R_REF

此外，与三线制 RTD 配置相比，共模电压和基准电压有所下降。因此，如果要使用三线制 RTD 设计实施两线制和四线制 RTD 测量，可能还需要进一步进行部分修改。如果降低的共模电压不再满足 PGA 的 V_{CM (MIN)} 要求，则通过更换较大的电阻来增大 R_REF 值，或者同时增大激励电流并减小增益。

9.2.2.3 应用曲线

Figure 80 和Figure 81 给出了测量结果。测量条件为 T_A = 25°C。使用 100Ω 的基准电阻来执行系统偏移校准。未实现增益校准。Figure 80 中的数据是在使用精密电阻（而非三线制 Pt100）的条件下获得。Figure 81 中的相应温度测量误差可 NIST 表根据Figure 80 中的数据进行计算。

该设计满足Table 23 中给出的所需温度测量精度要求。请注意，Figure 81 中所示的测量误差不包括 RTD 自身的误差。

Figure 80. 电阻测量误差与 R_RTD 间的关系

Figure 81. 温度测量误差与 T_(RTD) 间的关系

9.2.3.1 设计要求

9.2.3.2 详细设计流程

为实现比例桥式测量，电桥激励电压同时用作 ADC 基准电压，如Figure 82 所示。在该配置下，激励电压漂移也会呈现于基准电压之上，进而抵消漂移误差。两器件基准输入对均可与电桥激励电压相连。然而，仅负基准输入 (REFN1) 可在内部路由至低侧电源开关。如果将电桥低侧与 REFN1 相连，该器件可通过断开低侧电源开关自动关断电桥。如果将配置寄存器的 PSW 位置 1，则每次发出 POWERDOWN 命令后，该器件均将开关断开，并在发送 START/SYNC 命令后再次将其闭合。

PGA 的增益最高可达 128，有助于放大小型差分电桥输出信号，从而最大程度优化 ADC 满量程范围的使用情况。使用激励电压等于器件电源电压的对称电桥，可确保电桥输出信号符合 PGA 的共模电压要求。

请注意，ADS1220 的最高输入电压限定为 V_{IN (MAX)} = ±[(AVDD – AVSS) – 0.4V] / 增益，这表示无法在该配置下使用完整满量程范围 FSR = ±(AVDD – AVSS) / 增益。该限制是 PGA 放大器（A1 和 A2）输出驱动能力的结果；请参见Figure 39。各放大器的输出必须与导轨电压（AVDD 和 AVSS）相差 200mV，否则 PGA 将呈现非线性。因此，PGA 的最大输出摆幅限制为 V_OUT = ±[(AVDD – AVSS) – 0.4V]。

使用激励电压为 5V 的 3mV/V 称重传感器可获取最高差分输出电压 V_{IN (MAX)} = ±15mV，当增益为 128 时，该值满足Equation 41。

一阶差分和共模 RC 滤波器（R_F1、R_F2、C_DIF1、C_CM1 和 C_CM2）置于 ADC 输入端。基准额外使用一个电容 C_DIF2 限制基准噪声。请务必小心谨慎，确保维持有限滤波量或不再为比例式测量。

为明确读数的可重复性，请执行以下计算过程。称重传感器在 1kg 最大负荷下可产生 15mV 输出电压。当增益 = 128 且 DR = 20SPS 时，ADS1220 可提供 0.41µV_pp 无噪声分辨率。此后，可根据Equation 42 计算可重复性。

本设计的寄存器设置如Table 26 所示。