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ZHCSQX2 July 2024 LM5190-Q1

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7.1.1.4 功率 MOSFET

功率 MOSFET 的选择对直流/直流稳压器性能有很大影响。具有低导通电阻 R_DS(on) 的 MOSFET 可以减少导通损耗，而低寄生电容则可以缩短转换时间和降低开关损耗。通常，MOSFET 的 R_DS(on) 越小，栅极电荷和输出电荷（分别为 Q_G 和 Q_OSS）就越大，反之亦然。因此，R_DS(on) 和 Q_G 的乘积通常指定为 MOSFET 品质因数。给定封装的低热阻确保 MOSFET 功率损耗不会导致 MOSFET 芯片温度过高。

影响功率 MOSFET 选择的主要参数如下：

7.5V 时的 R_DS(on)。
漏源电压额定值，BV_DSS。
7.5V 时的栅极电荷参数。
相关输入电压下的输出电荷 Q_OSS。
体二极管反向恢复电荷 Q_RR。
栅极阈值电压 V_GS(th)，从 MOSFET 数据表内 Q_G 与 V_GS 之间的关系图中的米勒平坦区域得出。为了充分增强 MOSFET，米勒平坦区域电压必须比栅极驱动振幅低 2V 至 3V，尤其是在最小输入电压下。

表 7-1 中所示的公式总结了一个通道的 MOSFET 相关功率损耗，其中后缀 1 和 2 分别表示高侧和低侧 MOSFET 参数。虽然这里考虑了电感器纹波电流带来的影响，但却不包括与寄生电感和 SW 节点振铃相关的损耗等二阶损耗模式。

表 7-1 MOSFET 功率损耗

功率损耗模式	高侧 MOSFET	低侧 MOSFET
MOSFET 导通⁽²⁾⁽³⁾	方程式 20. $P_{c o n d 1} = D \times ({I_{L O A D}}^{2} + \frac{{∆ I_{L O U T}}^{2}}{12}) \times R_{D S (o n) 1}$	方程式 21. $P_{c o n d 2} = D^{'} \times ({I_{L O A D}}^{2} + \frac{{∆ I_{L O U T}}^{2}}{12}) \times R_{D S (o n) 2}$
MOSFET 开关	方程式 22. $P_{s w 1} = \frac{V_{S U P P L Y} \times f_{S W}}{2} \times [(I_{L O A D} - \frac{{∆ I}_{L O U T}}{2}) \times t_{R} + (I_{L O A D} + \frac{{∆ I}_{L O U T}}{2}) \times t_{F}]$	可忽略
MOSFET 栅极驱动⁽¹⁾	方程式 23. $P_{g a t e 1} = V_{C C} \times f_{S W} \times Q_{G 1}$	方程式 24. $P_{g a t e 2} = V_{C C} \times f_{S W} \times Q_{G 2}$
MOSFET 输出电荷⁽⁴⁾	方程式 25. $P_{C o s s} = f_{S W} \times (V_{S U P P L Y} \times Q_{O S S 2} + E_{o s s 1} - E_{o s s 2})$
体二极管导通	不适用	方程式 26. $P_{c o n d B D} = V_{F} \times f_{S W} \times [(I_{L O A D} + \frac{{∆ I}_{L O U T}}{2}) \times t_{d t 1} + (I_{L O A D} - \frac{{∆ I}_{L O U T}}{2}) \times t_{d t 2}]$
体二极管反向恢复⁽⁵⁾	方程式 27. $P_{R R} = V_{S U P P L Y} \times f_{S W} \times Q_{R R 2}$

(1) 栅极驱动损耗会根据 MOSFET 的内部栅极电阻、外部添加的串联栅极电阻以及器件的相关驱动器电阻进行分摊。

(2) MOSFET R_DS(on) 具有约 4500ppm/°C 的正温度系数。MOSFET 结温 T_J 及其随环境温度的上升情况取决于器件的总功率损耗和热阻。在最小输入电压下或接近的电压下工作时，确保 MOSFET R_DS(on) 可以提供可用的栅极驱动电压。

(3) D' = 1–D 为占空比补码。

(4) MOSFET 输出电容 C_oss1 和 C_oss2 与电压之间的关系呈现高度非线性特征。这些电容都能在 MOSFET 关断时通过电感器电流进行无损充电。不过，在导通期间，来自输入的电流为低侧 MOSFET 的输出电容充电。E_oss1（即 C_oss1 的能量）会在导通时消耗，但此损耗会被 C_oss2 上储存的能量 E_oss2 抵消。

(5) MOSFET 体二极管反向恢复电荷 Q_RR 取决于很多参数，尤其是正向电流、电流转换速度以及温度。

高侧（控制）MOSFET 在 PWM 导通时间（或 D 间隔）期间承载电感器电流，通常会导致大部分的开关损耗。选择能够平衡导通损耗和开关损耗的高侧 MOSFET 至关重要。高侧 MOSFET 的总功率损耗等于以下几项损耗之和：导通损耗、开关（电压与电流重叠）损耗、输出电荷损耗，以及通常情况下体二极管反向恢复所导致的净损耗的三分之二。

当高侧 MOSFET 关断时（或 1–D 间隔），低侧（同步）MOSFET 承载电感器电流。低侧 MOSFET 开关损耗可以忽略不计，因为它在零电压处进行切换。在转换死区时间期间，电流仅进行换向（从通道到体二极管），反之亦然。当两个 MOSFET 都关断时，器件及其自适应栅极驱动时序会尽可能地减少体二极管导通损耗。此类损耗与开关频率直接成正比。

在高降压比应用中，低侧 MOSFET 会在开关周期的大多数时候承载电流。因此，若要获得高效率，必须针对 R_DS(on) 优化低侧 MOSFET。如果导通损耗过大或目标 R_DS(on) 低于单个 MOSFET 中的可用电阻，请并联两个低侧 MOSFET。低侧 MOSFET 的总功率损耗等于以下几项损耗之和：通道导通损耗、体二极管导通损耗，以及通常情况下体二极管反向恢复所导致的净损耗的三分之一。