8.2.1.1 设计要求

由于具备宽单位增益带宽，因此这些部件可在广泛频率范围内提供较大增益，同时驱动低至 2kΩ 的负载，而失真率低于 0.003%。

8.2.1.2 详细设计流程

Figure 39 是反相放大器，具有 100kΩ 的反馈电阻器 R₂ 和 1kΩ 的输入电阻器 R₁，并提供 −100 的增益。借助 LMV641，这些电路可以提供 −100 的增益，具有 120kHz 的 −3dB 带宽，而静态电流低至 116µA。可以添加耦合电容器 C_C1 和 C_C2 来隔离电路和直流电压，而 R_B1 和 R_B2 提供直流偏置。还可以添加反馈电容器 C_F 来改善补偿。

8.2.1.3 应用曲线

Figure 40. 高增益反相放大器结果

8.2.2.1 设计要求

LMV641 具有低工作电流，是电池供电应用的 理想选择。Figure 41 显示了采用磁场传感器的便携式应用中的两个 LMV641。LMV641 控制来自各向异性磁阻 (AMR) 传感器的输出。传感器以惠斯通电桥的方式排列。这种类型的传感器可用于通过测量从电线发出的磁通量密度 B 来精确测量流入电线的电流（无论直流还是交流）。

8.2.2.2 详细设计流程

在此电路中，使用 9V 碱性电池可以将 LMV641 的高电压和低电源电流用于低功耗、便携式电流感应应用。传感器将敏感方向上的入射磁场（通过磁链）转换为平衡电压输出。LMV641 可用于中等到高电流感应 应用 （从几毫安到 20A），这些应用使用附近的外部导体将感应到的磁场提供给电桥。电路显示用作电流传感器的 Honeywell HMC1051。请注意，电路必须基于感应到的导体相对于测量电桥的最终位移进行校准。通常情况下，恰当定向传感器之后，就会测量相对应的导体，可将导体放置在距离电桥一厘米的位置，导体拥有从几十毫安到 20 安培以上的合理测量功能。

在Figure 41 中，将 U1 配置为单个差分输入放大器。其输入阻抗相对较低，但要求在增益计算中考虑传感器的源阻抗。此外，电桥上的不对称负载将产生小失调电压，此电压可使用Figure 41 中显示的失调修正电路进行取消。

Figure 42 显示了典型的磁阻惠斯通电桥和其电阻元件的戴维南等效元件。正如我们将看到的，传感器的戴维南等效模型对于计算差分放大器所需的增益很有用。

Figure 42. (a) 是各向异性磁阻惠斯通电桥传感器，
(b) 是戴维南等效电路

使用戴维南定理，可将电桥减少到两个具有串联电阻的电压源。与 R 相比，ΔR 通常非常小，因此，可以把戴维南等效电阻（通常称为源电阻）当作 R。在 V_EXC 和接地之间应用偏置电压时，在没有磁场的情况下，所有电阻都被认为是相等的。Sig+ 和 Sig− 处的电压是半 V_EXC，或者 4.5V，而 Sig+ - Sig− = 0。电桥的设计原理如下，处在磁场中时，电桥中的相反电阻以与磁场强度成比例的量变化 ±ΔR。这将导致电桥的输出差分电压从半 V_EXC 值发生变化。因此，Sig+ - Sig− = Vsig ≠ 0。借助四个有源元件，输出电压如下：

Equation 2.

因为 ΔR 与磁场强度 B_S 成比例，所以来自传感器的输出电压量是传感器敏感度 S 的函数。该表达式可以重写为以下表达式：

Figure 43 显示了单运算放大器、差分放大器的简单示意图。传感器的戴维南等效电路可用于计算此放大器的增益。

Figure 43. 差分输入放大器

Honeywell HMC1051Z AMR 传感器具有额定 1kΩ 的元件，敏感度为 1mV/V/高斯，可与 9V 的励磁配合使用，而满量程磁场范围为 ±6 高斯。在满量程时，电阻器的 ΔR ≈ 12Ω，可以看到从 Sig− 到 Sig+ 为 108mV（参见Figure 44）。

Figure 44. 无负载时的传感器输出

参阅Figure 43 中的简单示意图，假设放大器输出端所需的满量程为 2.5V，则 UI 需要的增益为 23.2。从Figure 45 中的戴维南等效电路了解到，传感器戴维南等效源电阻 R_THEV (500Ω) 将与 LMV641 的反相和同相输入进行串联。因此，所需的增益如下：

Equation 4.

选择 R₁ = R₂ = 24.5kΩ，然后 R₄ 大概为 580kΩ。选择的实际值将取决于后续电路满量程需求以及带宽要求。此处显示的值提供大概为 431kHz 的 −3dB 带宽，如下所示。

Figure 45. 戴维南等效显示所需增益

通过为 R₁ 和 R₂选择输入电阻值（这些值是电桥元件电阻的四到十倍），可以最大程度地减少电桥的负载，并且可将运算放大器级引起的失调误差降至最小。这些电阻器应具有 1%（或更少）的公差，从而实现出色的噪声抑制和失调最小化。

再次参阅 Figure 41，U2 是在反馈环路中具有热敏电阻元件 R_TH 的其他增益级。它执行电桥的温度补偿功能，使其可以在宽范围的工作温度下具有更高的精度。借助磁阻传感器，电桥敏感度的温度漂移为负向且呈线性，就此处使用的传感器而言，标称为 −3000PP/M。因此，U2 的增益需要根据比例随着温度升高而增加，这表明热敏电阻具有正温度系数。温度补偿电阻器 R_TH 的选择取决于所需的其他增益、所选择的热敏电阻，还取决于热敏电阻的电阻 %/°C 频移。为了获得出色的运算放大器兼容性，热敏电阻的电阻应大于 1000Ω。此外，R_TH 应低于反馈电阻器 R_A。因为 AMR 电桥的温度系数大部分都是线性的，R_TH 还需要符合温度的线性方式，所以将 R_A 与R_TH 并联放置，这可用于对热敏电阻进行线性化。

8.2.2.2.1 使用模数转换器时应考虑增益误差和带宽

Figure 41 提供的带宽取决于驱动模数转换器 (ADC) 所需的系统闭环增益和允许的最大增益误差。如果传感器的输出旨在驱动 ADC，则闭环转角频率的带宽将大大减少。这是因为在计算总的误差预算时应考虑前置放大器级的增益误差。放大器的增益误差小于或等于（优先选择较小误差，以便允许可能占用可用误差预算的其他系统误差）ADC 的半 LSB。但是，转角频率为 −3dB 时，任何放大器的增益误差均为 29.3%。实际上，在转角频率达到 −3dB 以前，增益就开始下降。例如，如果放大器驱动 8 位 ADC，则半个 LSB 允许的最小增益误差大概为 0.2%。为了达到运算放大器的此增益误差，相关最大频率不得高于

Equation 5.

where

• n 是 ADC 的位分辨率
• f_{−3 dB} 是闭环转角频率。

考虑到 LMV641 具有 10MHz 的 GBW，并在 26.3 的闭环增益下工作，其闭环带宽为 380kHZ，所以

Equation 6.

这是可以使用所需精度进行测量的最高频率。