ZHCSSP0 February 2024 TPS54KC23
PRODUCTION DATA
6.3.7 D-CAP4 控制
该器件使用 D-CAP4 控制来实现快速负载瞬态响应，同时保持易用性。D-CAP4 控制架构包括一个内部纹波生成网络，支持使用极低 ESR 输出电容器，例如多层陶瓷电容器 (MLCC) 和低 ESR 聚合物电容器。使用 D-CAP4 控制架构时无需外部电流检测网络或电压补偿器。内部纹波生成网络的作用是仿真电感器电流信息的纹波分量，然后将其与电压反馈信号相结合以调节环路运行。
D-CAP4 控制架构降低了 VOUT 上的环路增益变化，从而通过一个斜坡设置在整个输出电压范围内实现快速负载瞬态响应。与其他基于 R-C 的内部斜坡生成架构类似，内部斜坡电路的 R-C 时间常数设置斜坡的零点频率。环路增益变化减小还降低了对前馈电容器的需求，从而优化瞬态响应。斜坡幅度随 VIN 而变化，以更大限度地减小输入电压范围内的环路增益变化（通常称为输入电压前馈）。最后，该器件利用内部电路来校正由注入的斜坡引起的直流偏移量，并清除由输出纹波电压引起的直流偏移量，尤其是在选择跳跃模式运行时的轻负载电流条件下。
表 6-1 详细介绍了可通过 MSEL 电阻值选择的不同斜坡设置，如表 6-3 所示。下表给出了相对于 RAMP1 的斜坡幅度。
| 1 个斜坡 | 相对斜坡幅度 | 零点频率 (kHz) |
|---|---|---|
| VREF = 0.5V | ||
| RAMP1 | 1× | 32 |
| RAMP2 | 1.8× | 32 |
| RAMP3 | 1.6× | 53 |
| RAMP4 | 3.0× | 53 |
由于斜坡幅度相似，RAMP2 和 RAMP3 与环路带宽相似。这两种设置之间的主要差异是斜坡零点频率。RAMP2 的斜坡零点位置较低，增加了相位裕度。然而，RAMP3 提供比 RAMP2 更快的瞬态响应，由于斜坡幅度较小且斜坡零点位置较高，因此 RAMP3 可在整个频率范围内提供更高的增益。对于大多数应用，必须使用 RAMP3 代替 RAMP2。RAMP2 可用于在使用 L-C 的应用中实现相位提升，此类应用的双极频率允许使用 RAMP1，但在这些应用中，更大限度减少抖动比更快的瞬态响应更重要。图 6-3 和图 6-4 展示了对于具有 0.5V 基准电压的器件，环路特性如何随不同的斜坡设置而变化。
| VIN = 12V | fSW = 1100kHz | VOUT = 0.8V |
| 负载 = 50mΩ | LOUT = 150nH | COUT = 12 × 47µF |
| VIN = 12V | fSW = 1100kHz | VOUT = 0.8V |
| 负载 = 50mΩ | LOUT = 150nH | COUT = 12 × 47µF |
对于任何不支持外部补偿的控制拓扑，控输出滤波器的最小值范围和/或最大值范围适用。用于典型降压转换器的输出滤波器是低通 L-C 电路。此 L-C 滤波器具有方程式 3 中所示的双极点。
在低频率下，整体环路增益是由输出设定点电阻分压器网络和器件的内部增益设定的。低频 L-C 双极点具有 180 度同相压降。在输出滤波器频率下，增益以每十倍频程 –40dB 的速率滚降，且相位快速下降。内部纹波生成网络引入了高频零点，可将增益滚降从每十倍频 –40dB 降低至 –20dB。零点还在零点频率处使相位增加 45 度，在零点频率以上十倍频处使相位增加 90 度。
为输出滤波器选择的电感器和电容器必须使方程式 3 的 fP 双极点不高于表 6-2 中给定的值，然后使用方程式 4 根据应用中的标称占空比进行调整。方程式 4 会调高 fP(TABLE)，因为随着占空比增加，D-CAP4 斜坡的增益会降低，因此最大 L-C 双极点也会增加。
| 开关频率 (kHz) | 最大 L-C 双极点频率 (kHz) | ||
|---|---|---|---|
| RAMP1 | RAMP2 和 RAMP3 | RAMP4 | |
| 800 | 15.3 | 19.9 | 26.5 |
| 1100 | 21.0 | 27.4 | 36.4 |
| 1400 | 26.8 | 34.9 | 46.4 |
对于每个斜坡设置，可能出现违反这些指导原则的 L-C 双极点频率，但必须在应用中通过测量进行验证。选择非常小的输出电容会产生高频的 L-C 双极点，从而导致整个环路增益保持高电平，直至达到 L-C 双极点频率。由于内部纹波生成网络的零点频率也相对较高，因此输出电容非常小的环路可能具有过高的交叉频率，而这可能导致不稳定。通常，在需要合理（或更小）输出电容的情况下，可以使用输出纹波要求和负载瞬态要求来确定稳定运行所需的输出电容。如前文所述，内部零点由 MSEL 引脚上的电阻选择。
如果使用了 MLCC，则在计算 L-C 双极点频率时，应考虑降额特性来确定设计的有效 输出电容。例如，当使用规格为 10µF、X5R 和 6.3V 的 MLCC 时，直流偏置和交流偏置的降额分别为 80% 和 50%。实际降额是这两个系数（在本例中为 40% 和 4µF）的乘积。如需了解要在应用中使用的电容器的具体特性，请咨询电容器制造商。
一条简化规则是，如果输出电容器的 ESR 零点小于 10 倍的 L-C 双极点频率，则出于稳定性考虑，TI 建议在计算 L-C 双极点频率时忽略。必须仅使用低 ESR MLCC 重新计算 L-C 双极点频率。为了在使用混合型输出电容器时进行更准确的分析，TI 建议进行仿真或测量。
为满足最大输出电容建议，在选择电感值和电容值时，需确保 L-C 双极点频率不小于工作频率的 1/100。以此为起点，使用以下标准验证电路板上的小信号响应：环路交叉频率下的相位裕度大于 50 度。只要相位裕度大于 50 度，实际最大输出电容便可增大。但是，应进行小信号测量（波特图）来确认设计。
如果需要 L-C 双极点频率 <1/50 工作频率，TI 建议使用混合类型输出电容器来实现所需的有效电容。除了提供更高密度的电容，具有更高 ESR 的大容量电容器还在 L-C 双极点频率下提供相位提升。如果仅使用低 ESR MLCC 电容器与 <1/50 工作频率的 L-C 双极点频率，则可以添加前馈电容器 (CFF)，从而在 10 倍的 L-C 双极点频率下提供零点。除了提升相位外，CFF 通过交流耦合，将更多的 VOUT 节点信息馈入 FB 节点。负载瞬态事件期间的这种前馈使控制环路能够更快地响应 VOUT 偏差。但是，稳态运行期间的这种前馈也会将更多的 VOUT 纹波和噪声馈入 FB。FB 上的高纹波和噪声通常会导致更多抖动，甚至双脉冲行为。要确定最终的 CFF 值时，必须全面考虑对环路稳定性、负载瞬态性能、纹波以及 FB 噪声等的全部影响。TI 建议使用频率分析设备来测量交叉频率和稳定裕度。在大多数应用中，通常不需要前馈电容器。因为 D-CAP4 架构提供高环路带宽，添加前馈电容器会导致稳定裕度降低。