4 使用 ADC3669 的藝術

我們的範例使用 16 位元、雙通道 ADC3669 ADC，進行 1.5GHz 類比取樣頻寬的寬頻前端匹配設計。此範例也使用 Mini-Circuits 的 TCM2-33WX+ 平衡不平衡轉換器，相對於較易匹配且較高成本的平衡不平衡轉換器，其頻寬為 3GHz，插入損耗則較低。而相較於相同頻率範圍中其他較低成本的平衡不平衡轉換器，此平衡轉換器也具有非常良好的相位不平衡，為 <5 度。

使用 圖 3 中的通用電路，所需元件並非純然電阻式以定義匹配。在此案例中，我們使用電阻器 (R)、內部寄生電容 (C) 和電感器 (L)（R2、R3 和 R6）方法；請參閱 圖 4。

圖 4 最終的被動網路匹配。

PCB 寄生仍是問題，因此您必須在電路板上測試數次不同迭代。

取得平衡不平衡轉換器和 ADC 的兩組 S 參數（若有），並使用您偏好的模擬軟體。使用 圖 3 提供的匹配網路格式，並對 R2、R3 和 R4 使用以下兩種方法之一：

• 衰減墊方法（R2、R3 和 R4 分別約為 8.6Ω、140Ω 和 8.6Ω），可提供 3dB 墊。若要進一步了解此方法，請參閱 Electronic Products 文章「Unraveling the Full-Scale Mysteries of Your RF Converter’s Analog Inputs」。
• 分別對 R2、R3 和 R4 採用 R、C 和 L 方法，有助於使用 L 做為最後一個元件，以諧振消除 ADC 的 C。此方法可讓頻寬變平，使平衡不平衡轉換器能以其額定頻寬運作。不過，此方法確實需要進行一些迭代作業。

這裡的目標是不使用有損耗的衰減墊。因此，為了提供更多關於 R、C 和 L 方法的背景資訊，請參閱 圖 5、圖 6 及 圖 7，以了解在網路（請參閱 圖 4）中分別改變 L、C 和 R 的情況，以及其在定義最終頻寬和網路匹配方面的作用。

圖 5 顯示在維持所有其他元件值相同的情況下，改變 L 值會如何影響頻寬。請注意，隨著 L 值增加，頻寬會緩慢減少。這表示 L 值對 ADC 的 C 有負面的反應效應。

圖 5 不同 L 值在 R4 的通帶平坦度反應。

圖 6 顯示在維持所有其他元件值相同的情況下，更動 C 值會如何影響頻寬。請注意，隨著 C 值降低，頻寬會緩慢改善，而代價是頻寬平坦度。這表示隨著頻率變化，C 值對平衡不平衡轉換器的回波損耗具有反應效應。這類電容器有助於保留平衡不平衡轉換器的頻寬與頻率。

圖 6 不同 C 值在 R3 的通帶平坦度反應。

圖 7 顯示在維持所有其他元件值相同的情況下，更動 R 值會如何影響頻寬。請注意，隨著 R 值增加，頻寬會緩慢改善，而代價是頻寬反應的平坦度或峰值。R 值的效應與 L 的效應幾乎相同，因此可在搭配使用平衡不平衡轉換器和 ADC 時，保留兩者的阻抗需求。

圖 7 不同 R 值在 R2 的通帶平坦度反應。

使用模擬軟體中的「調整」功能來模擬 R、C 和 L 方法，可為您提供良好的起點，並讓您可了解各元件在網路匹配中扮演的角色。決定採用某些良好的起始值，有助於在根據應用需要而迭代匹配並使其臻於完善時，定義所需的方向。

在匹配設計過程中，完成轉換器應用頻寬的 AC 性能掃頻，可讓您深入了解性能動態變化的方式，並確保 ADC 沒有發生任何問題。

圖 8 顯示使用我們所述方法將輸入網路匹配至 1.5GHz 時，在 ADC3669 頻寬中所測量的 AC 性能（SNR 和無雜散動態範圍 [SFDR]）。

圖 8 最終匹配網路的 AC 性能 (SNR/SFDR) 相對於頻率。