设计步骤

元件选择

1. 确定电流吸收器规格：
   • 所示电路的规格：
     • 输出电压范围（DAC 输出）：0mV 至 500mV
     • 电阻负载：15Ω
     • 负载电流范围：0mA 至 200mA
     • 电流误差：±4mA
2. 检测电阻选择 (R_Sense)：
   • R_Sense 的选择归结于功耗与精度。
     • R_Sense 值越小，相同电流条件下产生的压降就越小，最终功耗也就越低。然而，由于 R_Sense 压降较小，可能需要使用更高精度的组件才能实现相同的容差。
     • 通过并联电阻器来分摊功率损耗，可以得到值更大的 R_Sense。
   • 在所示电路中，R_Sense 值是根据最大 DAC 输出电压 (V_DACMax) 和最大负载电流 (I_Max) 来选择的，具体如下所示：
     $R_{Sense}=\frac{V_{DACMax}}{I_{Max}}$
     $R_{Sense}=2.5\Omega =\frac{500mV}{200m\mathrm{A)}}$
   • 本例中，每4mA负载电流2.5Ω R_Sense 就产生 10mV 的电压。因此，要满足所需的±4mA 目标电流误差规格，总电压误差应小于 10mV (2.5Ω × 4mA)。总电压误差包括运算放大器的偏移电压误差、运算放大器通过电阻器 RF 的输入偏置电流误差、DAC 输出误差和 R_Sense 电阻器误差。
     • 幸运的是，LMP7704-SP 具有出色的直流性能，其典型的偏移电压为±32µV，而典型的输入偏置电流为 ±0.2pA。误差部分的计算方式如下：
       $Error \left(mV\right)=\left(\left(Vos\right)+\left(\left(IB\right)\times RF\right)\right)\times 1000$
       $Error \left(mV\right)=0.032mV=\left(\left(\pm 32uV\right)+\left(\left(\pm 0.2pA\right)\times 1\mathrm{k\Omega }\right)\right)\times 1000$
     • 如上所示，放大器的直流误差并不是 允许的10mV误差的重要影响因素。
     • 在许多情况下，大多数误差都来自于 R_Sense 容差、R_Sense 漂移以及 DAC偏移误差、增益误差和漂移。
     • 使用 DAC121S101QML-SP 达到路要求并维持辐射性能。
3. 放大器选择 (U1A)：
   • 放大器选择非常简单。从满足电流误差规格的角度来看，应考虑运算放大器的偏移电压及其输入偏置电流（如前面检测电阻选择 部分中所示）。
   • 运算放大器还应具有扩展至负电源轨（本例中为 GND）的输入共模电压范围，以支持 DAC 的低输出范围。然而，在以下两个条件中的一个或两个下进行选择时，存在一个隐藏标准。(1) MOSFET的阈值电压 (V_GS(th))接近可用电源轨；(2) 系统的电阻负载接近电源轨可处理的最大负载。
   • 这个隐藏标准就是运算放大器的输出电压摆幅。查看电路，所选的 MOSFET Q1 在 TID 暴露的最大 V_GS(th) 为4V，电路电源轨为 5V。在峰值电流时，MOSFET 的源极电压为 0.5V，这也是 通过R_Sense 的电压 (200mA × 2.5Ω)。在本例中，采用 5V 电源的运算放大器必须能够摆幅到至少 (V+) – 0.5V 或 4.5V 以达到 V_GS(th)。同样地，在条件 (2)的情况下，运算放大器必须能够靠近正轨摆幅，以最大化可驱动的最大电阻负载。
   • 最大电阻负载计算如下（假定 Q1 上没有压降）：
     $R_{LoadMax}=\frac{V_{CC}-I_{Max}\times R_{Sense}}{I_{Max}}$
     $R_{LoadMax}=22.5\Omega =\frac{5V-200mA\times 2.5\Omega }{200m\mathrm{A)}}$
4. MOSFET 选择：
   • 确保 MOSFET V_GS(th) 可以由运算放大器驱动，并且它可以处理预期负载电阻和最大电流的功率损耗：
     $P_{Q1}=V_{CC}\times I_{Max}-{I_{Max}}^2\times \left(R_{Load}+R_{Sense}\right)$
     $P_{Q1}=0.3W=5V\times 200m\mathrm{A)}-{\left(200mA\right)}^2\times \left(15\Omega +2.5\Omega \right)$
5. 电流吸收器控制电路
   
   • DAC121S101QML-SP 可以提供一种调节用于控制电流吸收器的电压的方法。
   • LM4050QML-SP 为 DAC 提供了 5.0V 基准电压。当 C_REF = 60μF 时，LM4050QML-SP 不受 SET 的影响。
   • 由于 DAC121S101QML-SP 是一款 12 位 DAC，因此它可能会出现十几毫伏范围内的误差，这会是系统误差的主要来源。因此，当 最大DAC 工作电压为 4.9V 时，输出电压按比例缩小5/49。
   $V_{DAC\left(max\right)}=4.9V\to V_{CTRL\left(max\right)}=500mV\to I_{LOAD\left(max\right)}=200m\mathrm{A)}$
   • 降低电压也意味着由DAC121S101QML-SP 或 LM4050QML-SP 电压基准引入的任何误差也会减少 5/49倍。比率5/49 的使用使得可以选择标准 0.1% 电阻器值。给定标称电阻并考虑潜在的电阻值偏差条件下，电阻器会引入高达0.179735% 的误差。
   • 系统精度的一个关键考虑因素是 DAC 及其他器件引入的误差。该误差通常称为总不可调整误差 (TUE)，其与作为电路主要误差源的控制电压 (V_CTRL) 成比例。在该电路中，必须考虑以下误差源：
     • LM4050QML-SP 5.0V 电压基准：初始精度、温漂 (ΔVR/ΔT)
     • DAC121S101QML-SP DAC：零代码误差 (ZEC)、增益误差 (GE)、ZEC 漂移和 GE 漂移
     • 电阻器分压器（R1 和 R2）容差误差
     • LMP7704-SP：V_OS、I_OS 和 I_BIAS
   • 在此电路中，计算 V_CTRL TUE 时同时考虑了寿命起点 (BOL) 容差和温度容差。用平方根 (RSS) 表示所有源的附加误差。在TUE 计算中电压基准和 DAC 的误差影响按比例5/49缩放。

   DAC	数据表 规格	TUE T= 25°C	数据表 规格	TUE ΔT = –55 至 125°C	TUE + 增益校准 ΔT = –55 至 125°C
   INL (V)	2.75 LSB	3.357E-3	8.0 LSB	9.766E-3	9.766E-3
   DNL (V)	0.21 LSB	256.348E-6	1.0 LSB	1.221E-3	1.221E-3
   ZCE (V)	4mV	4.000E-3	10 mV	10.000E-3	10.000E-3
   ZCE 漂移 (V)			-20µV/°C	–3.6E-3	–3.600E-3
   GE (V)	-0.11%	5.500E-3	1.00%	50.000E-3	1.221E-3
   GE 漂移 (V)			-1ppm/°C	–900.0E-6	–900.000E-6
   电压基准
   初始精度 (V)	0.23%（IR<1mA 时）	11.500E-3	0.23%（IR<1mA 时）	11.500E-3	9.000E-6
   ΔVR/ΔT (V)			34ppm/°C	30.6E-3	30.600E-3
   运算放大器
   VOS (V)	±37μV	37.000E-6	±500μV	500.000E-6	500.000E-6
   IBIAS (A)	±200fA	200.000E-12	±400pA	400.000E-12	400.000E-12
   IBIAS × R2 (V)		300.000E-9		600.000E-9	600.000E-9
   VOSDrift (V)			±5μV/°C	900.000E-6	900.000E-6
   缩放电阻器
   电阻分压器		898.674E-6		898.674E-6	898.674E-6
   VCTRL RSS TUE (mV)		1.669E-3		6.420E-3	3.718E-3
   VCTRL RSS 误差 %		0.334%		1.284%	0.744%

   • 第一次TUE 计算不包括温漂，精度小于1%。第二次TUE 计算考虑了ΔT = 180°C（–55 至 125°C）时的温度变化以及各数据表中提供的随温度变化的极大值和极小值。由于考虑了两个极限值以及温漂对某些规格的影响，第二次TUE 计算的 TUE小于2%。
   • 在上述计算中，误差主要为DAC 的增益误差 (GE) ，其随温度和辐射的变化可高达1.0%。GE在DAC 输出端处的误差高达50mV，如果按 5/49 比例缩小，误差则是 5.102mV。通过增益校准，可以减小此误差以及由电压基准初始精度引入的误差。通过增益校准，TUE降至3.718mV或V_CTRL 的 0.759%。校准允许设计达到1.0% 的精度。
6. 补偿元件选择：
   • 在频域中进行稳定性分析，并通过小信号瞬态阶跃响应验证电路稳定性。确保稳定性的标准是 A_OL 曲线与 1/β 相交的 fcl（环路增益，AOLB = 0dB）处，最小相位裕度为 45 度，或接近率 (ROC) 为 20dB/十倍频程。
   • 以下开环交流仿真在输入处断环，并使用以下公式来绘制相关曲线：
   ${\mathrm{A)}}_{OL}=V_o\frac{1}{\beta }=\frac{V_o}{V_{FB}}{A}_{OL}\beta =V_{FB}$
   • 下图显示了当 R_iso、RF 和 CF 都为零（未包含在电路中）时该电路的开环交流响应。AOLB 相位裕度为 13.77°，这表时该电路只是略微稳定。
   • Cin 是 LMP7704-SP 的等效输入电容，是由于电感器 L1 中断 AOLB 与放大器输入电容之间的相互作用而增加的。
     
     

     

     
     
   • 该交流仿真可通过小信号瞬态阶跃响应来验证。小信号瞬态阶跃响应表明电路建立时间长，振铃过多。因此，该电路极易受到振荡影响。
     
     

     

     
     
   • 不稳定的原因是：运算放大器输出阻抗与 MOSFET 输入电容相互作用，并在 AOL 曲线中生成一个极点，导致 40dB/十倍频程的ROC。要补偿电路，首先要找出缓解该问题所需的隔离电阻器值 R_iso。要找出 R_iso ，需要知道两点：(1) AOL 为 20dB (f_20dBAOL) 时的频率，上图中所示为 228.3kHz；(2) MOSFET 的输入电容，可通过数据表找到，数值为 9.11nF。然后，运用以下公式进行计算：
     $R_{iso}=\frac{1}{2\times \pi \times f_{20dBAOL}\times C_{load}}$
     $R_{iso}=75\Omega \approx \frac{1}{2\times \pi \times 228.3kHz\times 9.11nF}$
   • 有关 R_iso 和驱动容性负载的更多详细信息，请参阅 TI 精密实验室 - 运算放大器：稳定性 - 容性负载。
   • 添加 R_iso 后，新开环交流响应如下所示。即使消除了 AOL 中的第二个极点，但是由于 R_iso 的延迟和V-I 环路中 MOSFET 的输入电容导致 1/β 为零，电流仍然只是略微稳定。
     
     

     

     
     
   • 解决此问题的简单方法是在 1/β 中创建一个高频极点，并在较高频率下将 MOSFET 旁路。通过添加电容器 CF，放大器会在感兴趣的频率范围内返回到单位增益。通过查看1/β 零点的位置 (f_z1/β)（上图中所示为 67.78kHz），计算出 CF 的值。然后，通过以下公式计算 CF 的值：
     $CF=\frac{1}{2\times \pi \times R_{iso}\times \left(f_{z\frac{1}{\beta }}\right)}$
   • 添加 CF 后，新开环交流响应如下所示：
     
     

     

     
     
   • CF成功地在 1/β 中形成极点；然而，1/β 中存在峰值，这导致不稳定。当CF 与 MOSFET 的跨导发生相互作用时，也导致不稳定。该相互作用的影响就是放大器的两个反馈环路。本例中，两个反馈环路围绕谐振频率相互作用。添加较小值的 RF (10Ω) 可以隔离这两个反馈环路。当 RF 为 10Ω 时，电路在fcl处的相位裕度为70°；但是实际上，它仍然不稳定。下图显示了AOLB 中的快速相移和 1/β 中的峰值导致的不稳定情况。
     
   • 这可以通过观察小信号瞬态阶跃响应得到证实，该小信号瞬态阶跃响应显示了小RF值 RF在约 170kHz 谐振频率处的振荡。
     
     

     

     
     
   • 稳定电路的最后一步是添加足够大的电阻 (RF) 来使 1/β 曲线变平，并将 CF 与 MOSFET 完全隔离。通过反复试验得到RF最终值，直到实现所需的小信号阶跃响应。通常，RF在1kΩ 到 10kΩ 范围内。最终的开环交流响应见交流仿真结果 部分。从之前的仿真可以看到，不同的 RF 值会产生不同的小信号阶跃响应。当 RF 值为零或很小时，会观察到振荡和过冲。RF 值为 1kΩ 时便足以提供所需的小信号阶跃响应。