引言

LM5177 是一款同步降压/升压控制器，可提供精确的反向电流限制，以便在功率级的输入端为储能系统充电，而输出端由电源供电。如果系统电源出现任何中断或故障，功率级的储能元件将为系统提供持续运行所需的电力。这种单芯片设计适用于许多应用，这些应用要求转换器双向运行，并能在主电源和备用电源之间无缝转换。例如，该设计可用于需要电源关键型系统的医疗领域。此外，由于功率级别可灵活扩展，因此可与太阳能发电系统集成，实现高效发电。

仅当降压/升压控制器处于 FPWM 模式时，备用操作才起作用。因此，要启用 FPWM 功能，控制器的 MODE 引脚必须为高电平。否则，转换器将以正向运行模式（PSM 模式）运行。在此工作模式下，备用储能元件连接至 LM5177 的 V_in（有时也标记为 V_Bat）。一旦启用备用电源操作并且功率级输出端电源电压大于反馈阈值，转换器便在输入端以恒流为储能元件充电。可以使用降压/升压控制器的两种不同的内置电流限制功能（例如峰值电流限制和平均电流限制）来调节储能元件的恒定充电电流。

为了调节储能元件的恒压充电，降压/升压控制器为客户提供各种选项，例如用于在 COMP 引脚和 MODE 引脚上进行恒压充电的外部控制器。本应用手册旨在介绍如何使用 MODE 引脚上的外部迟滞控制器和 COMP 引脚上的线性恒压控制器进行恒压充电。图 1 所示为使用 MODE 引脚和 COMP 引脚上的外部控制进行恒压充电的方框图。后续各节将讨论这两种恒压充电方法。

图 1 使用 MODE 引脚和 COMP 引脚对恒压充电进行外部控制

使用 MODE 引脚进行恒压充电

FPWM 和 PSM 模式的阈值电压分别为 1.19V 和 0.41V。如果 MODE 引脚上的上升沿大于 1.19V，则转换器处于 FPWM 模式，并且储能元件开始充电。同样，如果 MODE 引脚上的下降沿低于 0.41V，则转换器正向运行（无备用操作），并且储能元件开始放电。MODE 引脚控制可通过多种方式实现，例如使用具有外部基准的比较器、微控制器等。这些设计成本高昂，并且需要复杂的电路配置。因此，为了以简单的设计实现 MODE 引脚控制，我们使用 LM431 并联稳压器、低功耗 PNP 晶体管和低功耗 N 沟道 MOSFET 开发了迟滞控制器。图 2 所示为 MODE 引脚控制器的电路图。

图 2 用于 MODE 引脚控制的迟滞控制器

这种设计有一些重要的考虑因素。首先，迟滞控制器的 VCC 电源电流不得超过 10mA；否则，电路会使降压/升压控制器的 VCC 稳压器过载。该设计必须确保 LM431 的最小工作电流 (1mA)。否则，器件可能会影响电路的正常运行。要使 LM431 作为比较器准确无误地工作，阴极电压必须高于基准电压。LM431 的基准阈值电压为 2.5V。由于电池电压较高，分压器的电阻组合必须具有更高的电阻，以便限制 LM431 的基准电流和功率损耗。储能元件必须预充电以满足 VDET 条件，否则 LM5177 器件不会开启。

储能元件可以是任何类型，例如电池、电容器、超级电容器等。在本应用简报中，储能元件是电介质电容器。在图 2 所示的设计中，VCC 电压为 5V，最大 VCC 电源电流为 3mA，储能元件的恒压充电阈值为 30V。可通过改变分压器电路的比值来定义恒压充电限值。如果储能电压达到 30V，则分压器电路的基准电压会增加至 2.5V，而 LM431 的阴极电压会从 VCC 降低至 1.8V。

阴极电压的降低会导致 PNP 晶体管的发射极至基极端子之间的正向偏置，并且随后会导致发射极至集电极电压降低。这会导致 N 沟道 MOSFET 的栅源电压增加（从 0V 到 VCC），并且 MOSFET 导通。MODE 引脚电压从 VCC 降低至 20mV。降压/升压控制器从 FPWM 模式切换到 PSM 模式，并且储能元件开始放电。放电一直持续到电池电压达到迟滞控制的负阈值。这样，储能电压就稳定在 30V 左右，且 MOSFET 开关延迟引起的迟滞较小。

使用 COMP 引脚进行恒压充电

内侧电压环路误差放大器的精确实现将 COMP 引脚的精确电压反映在电感器的标称峰值电流值上。图 3 显示了 FPWM 模式下内侧电压环路误差放大器的控制 V/I 特性。V_{(comp, CL+)} 和 V_{(comp, CL-)} 的值分别为 1.25V 和 0.24V。而峰值电流的正负限值由峰值电流检测电阻定义。

图 3 峰值电流检测电压与 VCOMP 间关系的控制函数

当 V_(comp) 值小于 V_{(comp, CL0)} 值时，将启用储能元件充电。而当 V_(comp) 值等于 V_{(comp, CL0)} 值时，将激活储能元件的恒压充电。因此，要使用 COMP 引脚实现恒压充电，需要使用闭环线性控制器。当储能元件达到所需的电压电平时，该控制器通过电流源对 COMP 引脚上的补偿网络充电。设计的线性控制器使用 TLV431（并联稳压器）和低功耗 PNP 晶体管。图 4 中显示了 COMP 引脚控制器的电路图。

图 4 用于 COMP 引脚控制的线性控制器

与 MODE 引脚控制器的设计类似，设计 COMP 引脚控制器时也有一些注意事项。首先，COMP 引脚控制器的电源电流不得超过 10mA，设计必须确保最小 TLV431 阴极电流 (0.1mA)，并且 TLV431 的基准阈值电压为 1.24V。控制器设计必须根据电源电压的动态特性包含一个合适的补偿网络。否则，可能会出现控制环路不稳定问题。在本设计中，我们向电路添加了 100nF 的补偿电容。

COMP 引脚控制器的工作方式与 MODE 引脚控制器类似。当 TLV431 Vref 引脚的偏置电压等于 1.24V 时，控制器会启用 COMP 引脚处的电流源。线性控制器的恒压充电阈值为 30V。正向偏置中的 TLV431 提供适当的 PNP 发射极-栅极偏置电压，并为 COMP 引脚补偿网络充电。降压/升压控制器的反向电流为零，储能电压保持在 30V 的恒定值。

结果

为了验证为 MODE 引脚和 COMP 引脚设计的控制器的精度和准确度，我们对 LM5177 降压/升压控制器评估模块 进行了测试。图 5 和图 6 中的结果显示，在 MODE 引脚控制下，储能元件从恒流充电平稳过渡到恒压充电。设计的电路将储能元件的充电电压稳定在 30V 左右。在 MODE 引脚处进行调节期间，从 fPWM 模式和 PSM 模式之间的转换可以看出，MOSFET 的开关延迟造成的迟滞很小。这会导致储能元件的充电电压出现较小的纹波。此外，为了克服降压/升压控制器的内部低压保护，还为储能元件提供了 7.5V 的初始偏置电压。根据降压/升压控制器的平均电流限制功能，将恒压充电阶段的充电电流限制为 2.5A。这为储能元件提供了额外的充电保护，并可控制充电电流。

图 5 具有迟滞控制功能的恒压充电示波器图

图 6 放大迟滞控制效果的恒压充电放大图

图 7 具有线性控制功能的 CV 充电图

图 8 放大线性控制效果的 CV 充电图

图 7 和图 8 显示了 COMP 引脚控制的结果。结果证实，COMP 引脚控制可分别在 30V 和 1V 电压下准确调节储能电压和 COMP 引脚电压。此外，示波器图还显示，在恒流和恒压过渡区域之间的 COMP 引脚处有一个电压尖峰。为了克服这一电压尖峰，需要在设计的线性电压控制器中加入一个更高阶的补偿网络。此外，示波器图还显示，储能元件的初始偏置电压设置为 3.4V，以克服降压/升压控制器的内部低压保护阈值。