7 采用 TPS62933F 的设计示例与实验验证

图 7-1 是具有第二级滤波器的 PCM 转换器的建议设计流程。考虑到性能下降，计算中使用的所有电感和电容均为有效值。

为了澄清，图 7-1 中用于 (C_o+C₂) 计算的 f_cross≤f_SW/10 是一种旨在简化设计流程的保守限制。可以根据实际情况将带宽设置得更高。

图 7-1 具有第二级滤波器的 PCM 转换器设计流程图

本文给出了一个设计示例，其运行条件如下：Vin=24V、Vout=1.2V、f_sw=500kHz 且 I_out=3A。目标输出纹波峰峰值幅度 V_{o2-ripple-target} 小于 1mV。

根据 TPS62933F 数据表中的方程式 16，在 K=0.345 的条件下选择 L=2.2uH（K 是电感器电流的纹波比：ΔI_L/I_{OUT_MAX}）。

借助适用于 TPS62933F 的 方程式 26，通过设置 f_cross=50kHz，我们可以得到 (C_o+C₂) 的下限为 105.8uF，这相当于 f_SW/10。这一设定带宽也远远大于 TPS62933F 的 f_Z-EA（为 10.6kHz）^[5]。

预先选择 C_o=69uF (47uF+22uF) 且 C₂=47uF。使用方程式 26 估算得出的 f_cross 45.6kHz。

使用第 I 部分 SLVAFD4 中的公式 7 来计算 L₂ 下限值：L₂≥8.2nH。

使用本应用手册中的方程式 24 来计算 L₂ 上限值：L₂<109nH。

在这里，我们选择两个铁氧体磁珠来验证这两个限值：BLE18PS080SN1，其在 1MHz 时为 15.3nH，接近下限；以及 BLM18SN220TN1，其在 1MHz 时为 103.4nH，接近上限。

对于反馈网络，首先根据 TPS62933F 数据表中的公式 (1) 选择 R₁=5kΩ 且 R₂=10kΩ。通过使用附录 A 中的工具确保 f_Zff > f_cross，我们可以得到当 L₂=15.3nH 时，对应于 f_Zff=48.3kHz，C_ff=620pF；当 L₂=103.4nH 时，对应于 f_Zff=47.4kHz，C_ff=470pF。

图 7-2 至图 7-4 展示了使用 BLE18PS080SN1 进行电源设计的实验测试结果。图 7-3 中的纹波幅度在 1mVpp 范围内，符合要求。图 7-4 是输出电流从 0.75A（3A 的 25%）变为 2.25A（3A 的 75%）且压摆率为 2.5A/us 时的负载瞬态波形，其中显示了良好的环路响应。

图 7-2 使用 BLE18PS080SN1 时的第一级输出电压纹波（1MHz 时 L₂=15.3nH）

图 7-4 使用 BLE18PS080SN1 时的负载瞬态性能 (0.75A/2.25A)（1MHz 时 L₂=15.3nH）

图 7-3 使用 BLE18PS080SN1 时的第二级输出电压纹波（1MHz 时 L₂=15.3nH）

图 7-5 至图 7-7 展示了使用 BLM18SN220TN1 进行电源设计的实验测试结果。当 L₂ 值较大时，纹波幅度会进一步降至 1mVpp 以内，如图 7-6 中所示。图 7-7 是输出电流从 0.75A（3A 的 25%）变为 2.25A（3A 的 75%）且压摆率为 2.5A/us 时的负载瞬态波形，其中显示了良好的环路响应。详细信息可在 TI 参考设计具有第二级滤波器的 3.8V 至 30V 输入、3A、1.2V 低输出纹波电源参考设计中找到。

图 7-5 使用 BLM18SN220TN1 时的第一级输出电压纹波（1MHz 时 L₂=103.4nH）

图 7-6 使用 BLM18SN220TN1 时的第二级输出电压纹波（1MHz 时 L₂=103.4nH）

图 7-7 使用 BLM18SN220TN1 时的负载瞬态性能 (0.75A/2.25A)（1MHz 时 L₂=103.4nH）