2 CCM PFC 的峰值电流模式控制

峰值电流模式控制 [4] 广泛用于直流/直流转换器，但它不适用于 PFC，因为 PFC 需要控制平均电流，而不是峰值电流。控制电感器峰值电流会导致较差的 THD 和较低的功率因数。

通过使用特殊的 PWM 发生器（如图 2-1 所示），PFC 可以实现峰值电流模式控制。图 2-1 比较了检测到的开关电流 I_Q 与锯齿波。锯齿波峰值电压 (V_RAMP) 在每个开关周期开始时开始，其幅度在开关周期结束时线性下降至 0V。升压开关 (Q) 在开关周期开始时导通。当 I_Q 超过锯齿波时，Q 关断。

这种 PWM 发生器已存在于几乎所有数字电源控制器中，例如 TI 的 C2000™ 实时微控制器和 UCD3138。这些数字控制器具有一个带可编程斜率补偿的峰值电流模式控制模块。对具有斜率 V_RAMP/T 的补偿进行编程可生成预期的锯齿波。

要实现单位功率因数，可通过Equation1 计算锯齿波 V_RAMP 的峰值：

其中 G_v 是电压环路输出，V_out 是 PFC 输出电压，L 是升压电感器的电感，R 是电流互感器输出端的电流检测电阻，T_on 是 PFC PWM 导通时间。

由于 PWM 导通时间在两个连续开关周期中几乎相同，因此您可以使用上一开关周期中的 T_on 信息来计算此开关周期的 V_RAMP 值。

了解如何使用此控制方法实现单位功率因数。从图 3 可以看出，在 T_on 时间内，输入电压施加到电感器，导致电感器电流从 I₁ 上升到 I₂。采用Equation2：

其中 V_in 是 PFC 输入电压。Equation3 计算每个开关周期中的平均电感器电流：

将 Equation2 代入Equation3 可得到Equation4：

从图 2-1 中，Equation5 为：

Equation6 适用于在 CCM 稳定状态下运行的 PFC：

将Equation6 代入Equation5 并求解 I₂ 可得到Equation7：

将Equation1 和Equation7 代入Equation4 可得到Equation8：

在Equation8 中，G_v 是 PFC 电压环路输出。它在稳定状态下是恒定的；因此，I_avg 与 V_in 成正比，并跟随 V_in 的形状。如果 V_in 是正弦波，则 I_avg 也是正弦波。控制电感器峰值电流可实现单位功率因数。

与传统的平均电流模式控制相比，这种方法消除了电流采样电阻器引起的功率损耗。与需要精确采样位置的电流互感器检测方法相比，该方法无需对电流进行采样。模拟比较器会确定 PWM 关断瞬间，从而避免了采样偏移问题。

为了节省系统成本，一些设计人员更喜欢使用组合控制，通过单个控制器控制 PFC 和直流/直流控制器。您可以将组合控制器置于交流/直流电源的初级侧或次级侧；每一侧都有其优缺点。如果选择将组合控制器置于初级侧，则需要跨越隔离边界，将直流/直流输出电压和电流信息发送到初级侧，并且控制器和主机之间的通信也需要跨越隔离边界。如果选择将组合控制器置于次级侧，因为传统的平均电流模式控制方法需要输入交流电压信息，因此必须检测输入电压并将其用于调制电流环路基准。跨越隔离边界检测输入电压颇具挑战。

在新控制方法中，Equation1 仅包括 V_out，不包括 V_in。因为不需要检测 V_in，所以可以去除 V_in 检测电路。此控制方法仅需要电流互感器输出和 V_out 信息。由于电流互感器提供隔离，因此低成本的光耦合器可以检测 V_out 并将其送至次级侧。然后，您可以将 PFC 控制器放置在交流/直流电源的次级侧，并将其与同样位于次级侧的直流/直流控制器组合以构建组合控制器，从而大大降低系统成本。