米6体育平台手机版

ZHCT487 February 2024 UCC28C50

1
2
1. 3
2. 设计规格

John Betten

连续导通模式 (CCM) 反激式转换器通常用于中等功耗的隔离型应用。与不连续导通模式 (DCM) 运行相比，CCM 运行的特点是具有更低的峰值开关电流、更低的输入和输出电容、更低的 EMI 以及更窄的工作占空比范围。由于具有这些优点并且成本低廉，它们已广泛应用于商业和工业领域。本文将提供之前在电源设计小贴士：反激式转换器设计注意事项中讨论过的 53Vdc 至 12V/5A CCM 反激式转换器的功率级设计公式。

图 1 展示了工作频率为 250kHz 的 60W 反激式转换器的详细原理图。所选占空比在最低输入电压 (51V) 和最大负载时最大，为 50%。虽然也可以在超过 50% 占空比的情况下运行，但在本设计中无此必要。由于 57V 的高压线路输入电压相对较低，因此在 CCM 运行时，占空比只会降低几个百分点。但如果负载大幅降低，转换器进入 DCM 运行模式，占空比就会显著降低。

图 1 60W CCM 反激式转换器原理图。

设计规格

为防止磁芯饱和，绕组开/关时间的伏秒积必须保持平衡。这等于方程式 1：

方程式 1.

V i n m i n \times d m a x = (V o u t + V d) \times (1 - d m a x) \times N p s, w h e r e N P S = \frac{N p r i}{N s e c}

将 dmax 设置为 0.5 并计算 Nps12（Npri：N12V）和 Nps14（Npri：N14V）的匝数比，如方程式 2 和方程式 3 所示：

方程式 2.

N p s 12 = \frac{V i n m i n}{(V o u t + V d)} \times \frac{d m a x}{(1 - d m a x)} = \frac{51 V}{(12 V + 0.5 V)} \times \frac{0.5}{(1 - 0.5)} ~ 4 (4 : 1 s t e p - d o w n)

方程式 3.

N p s 14 = \frac{V i n m i n}{(V o u t + V d)} \times \frac{d m a x}{(1 - d m a x)} = \frac{51 V}{(14 V + 0.5 V)} \times \frac{0.5}{(1 - 0.5)} ~ 3.5 (3 : 5 : 1 s t e p - d o w n)

变压器匝数比现已设定（方程式 4 和方程式 5），因此可计算出工作占空比和 FET 电压。

方程式 4.

d = \frac{N p s 12 \times (V o u t + V d)}{V i n + N p s 12 (V o u t + V d)} \times \frac{4 \times (12 V + 0.5 V)}{57 V + 4 \times (12 V + 0.5 V)} ~ 0.47 (d m i n a t V i n = 57 V)

方程式 5.

V d s m a x = V i n m a x + N p s 12 \times (V o u t + V d) = 57 V + 4 \times (12 V + 0.5 V) = 107 V

Vdsmax 表示 FET Q2 漏极上无振铃的“平顶”电压。振铃通常与变压器漏电感、寄生电容（T1、Q1、D1）和开关速度有关。选择 200V FET 时，FET 电压会再降低 25% 至 50%。变压器绕组之间必须实现良好耦合，如有可能，最大漏电感必须为 1% 或更低，以更大限度地减少振铃。

当 Q2 导通时，二极管 D1 的反向电压应力等于方程式 6：

方程式 6.

V D 1 p i v = V o u t + \frac{V i n m a x}{N p s 12} = 12 V + (\frac{57 V}{4}) ~ 26 V

由于漏电感、二极管电容和反向恢复特性的影响，当次级绕组摆幅为负时，振铃现象很常见。具体请参阅方程式 7。

方程式 7.

I D 1 = \frac{I o u t m a x}{(1 - d m a x)} = \frac{5 A}{(1 - 0.5)} = 10 A

我选择了额定值为 30A/45V 的 D²PAK 封装，以便在 10A 电流下将正向压降减至 0.33V。功率耗散等于方程式 8：

方程式 8.

P D 1 = I o u t m a x \times V d = 5 A \times 0.33 V ~ 1.7 W

建议使用散热器或气流进行适当的热管理。初级电感的计算公式为方程式 9：

方程式 9.

L m i n = \frac{{V i n m i n}^{2} \times {d m a x}^{2} \times n}{2 \times f s w \times P o u t m i n} = \frac{{51 V}^{2} \times {0.5}^{2} \times 0.91}{2 \times 250 K H z \times 15 W} ~ 80 u H

P_OUTMIN 是转换器进入 DCM 的位置，通常为 P_OUTMAX 的 20% 至 30%。

初级峰值电流出现在 V_INMIN 时，等于：

方程式 10.

{I p r i}_{p k} = \frac{I o u t m a x}{(1 - d m a x) \times N p s 12} + \frac{V i n m i n \times d m a x}{2 \times L p r i \times f s w} = \frac{5 A}{(1 - 0.5) \times 4} + \frac{51 V \times 0.5}{2 \times 80 u H \times 250 K H z} ~ 3.14 A

这对于确定最大电流检测电阻 (R18) 值而言是必要的，能够防止控制器的初级过流 (OC) 保护电路跳闸。对于 UCC3809，R18 两端的电压不能超过 0.9V，以保证全输出功率。在本例中，我选择 0.18Ω。也可以使用更小的电阻，以减少功率损耗。但过小的电阻会增加噪声灵敏度，并使 OC 阈值处于高电平，有可能导致变压器饱和，更糟糕的是，甚至会导致 OC 故障期间出现与应力相关的电路故障。电流检测电阻耗散的功率为方程式 11：

方程式 11.

P R s = {[\frac{I o u t m a x \times \sqrt{d m a x}}{(1 - d m a x) \times N p s 12}]}^{2} \times R s = {[\frac{5 A \times \sqrt{0.5}}{(1 - 0.5) \times 4}]}^{2} \times 0.18 Ω ~ 0.56 W

根据方程式 12 和方程式 13 估算 FET 导通损耗和关断开关损耗：

方程式 12.

P c o n d = {[\frac{I o u t m a x \times \sqrt{d}}{(1 - d) \times N p s 12}]}^{2} \times R s = {[\frac{5 A \times \sqrt{0.4} 7}{(1 - 0.47) \times 4}]}^{2} \times 0.12 Ω ~ 0.3 W (V i n = 57 V)

方程式 13.

P s w = \frac{1}{4} \times t s w \times f s w \times V d s \times {I p r i}_{p k} = \frac{1}{4} \times 25 n S \times 250 K H z \times 160 V \times 3.03 A ~ 0.76 W

与 Coss 相关的损耗计算有些模糊，因为该电容具有相当高的非线性度，会随着 Vds 的增加而降低，在本设计中估计为 0.2W。

电容器要求通常包括计算最大均方根电流、获得预期纹波电压所需的最小电容以及瞬态保持。输出电容和 I_OUTRMS 的计算公式为方程式 14 和方程式 15：

方程式 14.

C o u t m i n = \frac{I o u t m a x \times d m a x}{f s w \times V r i p o u t} = \frac{5 A \times 0.5}{250 K H z \times 0.12 V} = 83 u F

方程式 15.

I o u t r m s = I o u t m a x \times \sqrt{\frac{d m a x}{1 - d m a x}} = 5 A \times \sqrt{\frac{0.5}{1 - 0.5}} = 5 A

可以仅使用陶瓷电容器，但在直流偏置效应后需要 7 个陶瓷电容器才能实现 83µF。因此，我只选择了足以处理均方根电流的电容器，然后使用了电感器-电容器滤波器来降低输出纹波电压并改善负载瞬态。如果存在较大的负载瞬态，可能需要额外的输出电容来减少压降。

输入电容等于方程式 16：

方程式 16.

C i n m i n = \frac{{I p r i}_{p k} \times d m a x}{2 \times f s w \times V i n r i p} = \frac{3.14 A \times 0.5}{2 \times 250 K H z \times 1.5 V} = 2 u F

同样，您必须考虑会损耗电容的直流偏置效应。如方程式 17 所示，均方根电流约为：

方程式 17.

I i n r m s = \frac{I o u t m a x}{N p s} \times \sqrt{\frac{d m a x}{1 - d m a x}} = \frac{5 A}{4} \times \sqrt{\frac{0.5}{1 - 0.5}} = 1.25 A

图 2 展示了原型转换器的效率，而图 3 展示了反激式评估板。

图 2 转换器的效率和损耗决定了封装的选择和散热要求。

图 3 60W 反激式评估硬件尺寸为 100mm x 35mm。

要选择合适的补偿元件值，请参阅此处的帮助：补偿隔离电源。

本设计示例介绍了功能性 CCM 反激式设计的基本元件计算。然而，初始估算通常需要反复计算，以便进行微调。不过，为了获得运行良好且优化的反激式转换器，在变压器设计和控制环路稳定等方面，往往还需要做更多的细节工作。

请在 Power House 上查看 TI 的电源设计小贴士博客系列。

另请参阅：

之前在 EDN.com 上发布。