ZHCU765C April 2021 – September 2022
2.2 设计注意事项
分流电流：Ifull
设计电流分流监控器的第一步是确定分流电阻器需要传导的最大电流。在本设计讨论中，我们将使用电池供电的电机驱动电路的示例应用来确定分流测量的设计。在电机驱动器中，最大电流是启动时出现的浪涌电流。由于浪涌是冷启动产生的瞬态情况，因此尽管峰值浪涌电流可能是软件控制启动或硬件过流中断（基于低侧分流）的重要最大输入值，但不必包含在额定分流功率中。浪涌电流的分流功率降额将取决于电机扭矩常数、负载和目标加速度。一般情况下，电机在启动期间消耗的电流是其额定电流的六倍。因此，三个分流电阻器中的每一个的额定电流值都应为满载电流的两倍。在本例中，额定满载电流为 20A，分流电阻器额定电流为每相位 45Arms。
分流功率：Wshunt
下一步是根据可用散热来确定额定分流功率。分流电阻器是一种功率元件，具有与电源开关相同的散热注意事项。额定分流功率通常假定具有理想的散热条件，应在定制硬件中对此进行验证。尽管 2512 电阻器封装的额定功率为 2W，但真正的热限值由 PCB 散热能力决定。如果无法有效地散发 2W 功率产生的热量，那么 170⁰C 接近焊料的熔点，电阻焊点可能会在远低于其 2W 额定值时熔化。温度升高会导致电阻增大，同时也会影响测量精度。
在空间允许的情况下，增加额定分流功率的一种简单方法是使用并联分流电阻器，因为负热反馈将使电流保持均匀分布，就像并联开关那样。在本例中，使用了单个电阻器，但每相位使用两个堆叠电阻器的情况成功通过了测试。该分流器在高达 170⁰C 的温度下具有小于 1% 的热变化，额定功率为 2W。在使用快速稳定的高速放大器来驱动 ADC 的情况下，使用 0.1% 增益设置电阻器可以将该热限制保持为系统的精度下限。
有人试图用低侧 MOSFET 的 Rdson 完全取代分流电阻器。虽然这在理论上有可能实现，但与 1% 的分流电阻器相比，各个器件之间的电阻变化要大得多，因此需要更加留意各个器件的细节。此外，当开关断开时，这需要在差分放大器的输入端之间施加最高电池电压，从而导致放大器输入电流高得多。对于除对热非常敏感的应用之外的所有应用，使用高速放大器可以将分流电阻器的功率保持在足够低的水平。
分流电阻值：Rshunt
确定允许的最大分流功率之后，下一步是选择合适的分流电阻器阻值。为了尽可能减小分流功率，这意味着确定可能的最小电阻。理论上，这是基于分流电感，因为与直流电阻相比，快速电流边沿速率将通过分流电感产生更高的增益。较大的分流电阻可以在较高的频率范围内保持一致的阻抗。本例中的分流器是 CRE2512-FZ-R001E-2。该 1mΩ 电阻器具有小于 5nH 的电感，适用于不高于 300kHz 的频率。
在实践中，由于放大器在测量最小脉冲宽度所需的带宽处增益有限，因此通常需要更大的最小电阻。不过，使用高速放大器可以实现更大的增益并尽可能地减小分流电阻。
放大器增益：AV/V
放大器增益的选择应使软件控制的最大电流与整个 ADC 输入范围相匹配并具有一定的余量。在基于电池的应用中，最大电流通常与电池的预期最大电流相同。满足整个 ADC 输入范围会增加信噪比并增加电机控制器使用的数据的分辨率。在本例中，选择了 67V/V 的增益将 ±20A（24.6A 上限）信号转换为 ±1.65V 信号，用于具有 1mΩ 分流电阻器的 3.3V ADC。12 位 ADC 可实现 12mA 的测量分辨率。
虽然通常不需要精确测量峰值浪涌电流，但串联增益电阻器应足够大，以在出现较大的分流电压瞬态期间保护放大器的输入。对于极高的浪涌分流电压，可以在每个放大器的输入端与每个电源轨之间放置二极管以增打允许的输入电流，但这会增加漏电流并增加放大器的失调电压。采用阻值更大的电阻器通常就足够了。
开关频率：fPWM
以 Hz 为单位的电机相电流频率 =（RPM/60 秒）×（定子极数）。在电机控制器中，用更高的 PWM 频率重建该正弦波可以降低纹波以及电机绕组上相应的振动噪声和机械磨损，尤其是在达到最高转速时。为了尽量减小相电流的失真，经验法则是 fPWM 应为最大预期相电流频率的 60 倍。在本例中，转速为 600RPM、具有 50 个定子极（23 个转子磁极对）的电机以 500Hz 的相电流频率旋转。该电机的良好开关频率为 fPWM = 60 × 500Hz = 30kHz。图 2-4、图 2-5、图 2-6 和图 2-7 比较了该电机以最高转速运行且具有 10A 磁场减弱电流时的 15kHz、30kHz、45kHz 和 60kHz 开关频率。OPA2836-Q1 GBWP 支持所有这些频率，电机控制器的相电流可以更精确地再现 fPWM 增大时的正弦波形。
图 2-4 fPWM= 15kHz，OPA2836 增益 = 67V/V，Rshunt = 1mΩ
图 2-6 fPWM= 45kHz，OPA2836 增益 = 67V/V，Rshunt = 1mΩ
图 2-5 fPWM = 30kHz，OPA2836 增益 = 67V/V，Rshunt = 1mΩ
图 2-7 fPWM= 60kHz，OPA2836 增益 = 67V/V，Rshunt = 1mΩ由于高电压和低电感，高转速电机和具有高定子极数的电机通常需要高 fPWM。TI 提供出色的高电流栅极驱动器，以减小大电流开关的开关时间和开关损耗，在本例中，开关稳定时间小于 100ns，死区时间为 1us（60kHz PWM 为 0.5us）。由于分流器与低侧开关串联，因此它在一个周期内产生三种类型的信号：开关断开时为 0V，开关闭合时为纯电流，开关以 PWM 频率调制时为 PWM 电流。最具挑战性的测量发生在从开关断开到 PWM 区域的转换期间，此时会出现最小脉冲宽度 (Dmin)。电机仍将与低于最小脉冲宽度要求的放大器 GBWP 配合工作，能够以丢失一小部分测量值为代价进行供电，但这将开始降低电机控制的精度并限制可以达到的最高转速。
图 2-8 最小脉冲宽度小于 1us，采用 OPA2836-Q1，增益 = 67V/V，60kHz PWM，5% 占空比在最高转速下，最小脉冲测量是最重要的，它占总测量的大部分。当 fPWM = 60 × 电气频率时，在 0% 和 100% 占空比之间将有 15 个 PWM 周期。这意味着最小占空比为 1/15 = 6.7%。针对 5% 占空比进行设计可适应稍慢的转速并简化计算。
放大器增益带宽积：GBWP
放大器的增益带宽积应超过（开关频率）×（放大器增益）/（最小占空比），如Equation1 所示。
额外的带宽可改善稳定时间并增加最小宽度脉冲中可用的精确数据点的数量。在本例中，最大 fPWM 为 60kHz，最小占空比约为 5%，放大器增益为 67V/V。这需要一个增益带宽积至少为 120MHz 的放大器。OPA2836-Q1 具有 120MHz 的大信号增益带宽积，从而满足该要求。此外，OPA2836-Q1 具有 4.6nV/rtHz 的低噪声，可以充分提高系统的 SNR。
在考虑这些设计注意事项的情况下，可以通过一个简化的公式来确定电流分流放大器所需的增益带宽积。假设采用 60 × 电气频率的 fPWM、三相系统、浪涌时 6 × 满载电流的额定分流功率、提供相对于 3.3V ADC 输入（以 1/2 Vs 为基准）的 65% 测量余量的 1.65 × 放大器增益降额。
电动踏板车 (eScooter)
当 RPM = 600、定子极数 = 50、Ifull = 20A、Wshunt = 2W 时，放大器的增益带宽积应至少为
电动自行车 (eBike)
要使用类似的电机产生更大的功率，可以将电压从 42V 增大至 70V。现在 RPM 为 (70/42) × 600 = 1000，新电机电流为 25A。必须降低分流电阻，增大 fPWM，放大器的增益带宽积现在应该为
螺旋桨 ESC
对于额定功率为 5kW 的螺旋桨电机，有 12 个定子极（7 个转子磁极对）。目标 RPM 为 8000，满载电机电流为 45A。Wshunt = 3W。放大器的增益带宽积现在应为
图 2-9 OPA2836 增益 = 67V/V，45kHz PWM，Rshunt = 1/3mΩ，5kRPM浪涌电流
在无刷直流电机开始旋转之前，逆变器电路会形成一个输出短路的同步降压转换器，电机绕组充当电感器（图 2-10）。这会产生称为浪涌的高启动电流情况。
图 2-10 Vin = 42V、Vout = 短路的同步 ¼ 降压转换器在本例中，霍尔效应传感器已经给出了传感器控制启动的初始固定转子位置。在 V 相，高侧开关 (SW_VH) 永久断开，低侧开关 (SW_VL) 永久闭合。在 U 相，以 25% 的固定占空比向高侧开关 (SW_UH) 施加脉冲，以互补的 75% 占空比向低侧开关 (SW_UL) 施加脉冲。在 25% 的周期内，电池的完整电压使通过串联 U 和 V 定子极绕组的电流迅速增大。在 75% 的周期内，该绕组电流在以恒定的递增值在一个环路中循环（通过接地端，然后反向通过 RshU 和 SW_UL）。由于串联电阻，绕组、开关和分流电阻器仅产生很小的反向电压。由于该高电流在电机和开关之间的环路中循环，因此电池保险丝无法检测到该失速状态下的高电流或保护电机逆变器免受此电流的影响。此处通过 V 相低侧分流器 (RshV) 的电流是从电池流出的电流的四倍，电池仅在 25% 的周期内提供电流。
大电流在绕组中形成一个大磁场，如果磁力超过电机的惯性，那么转子开始加速。U 和 V 绕组根据转子的转速获得一个不断增加的电压以对抗电流，霍尔效应传感器根据新的转子位置更新输出，SW_VL 断开，从而将 V 绕组电流转换为电池的高电压，使 RshV 冷却下来。通常，电机会很快加速，绕组电压会增加到电池电压的 25%。微控制器会检测到该电压，从而切换至磁场定向控制并在后续操作中将电机电流限制为 ≤ 20A（图 2-11）。
图 2-11 大于 100A 的峰值测量浪涌电流：Vs = 5V，Vref = 1.65V，OPA2836-Q1 AV/V = 67，Rshunt = 0.5mΩ不过，对于重负载、高尝试加速或不匹配的电机，绕组电压将不会以足够快的速度增加以使绕组电流稳定。尽管该电流将在三个分流电阻器之间共享，但持续的高三相电流负载仍会导致分流电阻器过热并发生故障。低侧分流监控器可准确测量浪涌电流，可用于软启动和功率因数校正技术，以充分降低该具有不同复杂程度的瞬态值。