TPS16410 电子保险丝测试结果

为了测试 TPS16410 电子保险丝的特性，使用电子负载从电源获取电力。下面图 3-4 中的 J17 显示了电子负载的连接点。此测试使用的输入电源是在各种电压下运行的直流电源，用于捕获受控启动、过压和欠压保护响应以及过流保护和功率限制。

图 3-4 用于测试 TPS16410 电子保险丝的电路板连接

电子保险丝在空载时启动

下面的图 3-5 显示了在向器件的输入端施加电压并将电压逐渐增加到刚好高于欠压阈值时，TPS16410 的启动行为。当电压达到该阈值点时，TPS16410 的输出电压就会启用，从器件启用到输出端为下游器件电源提供输入电压之间存在 1.98ms 的延迟。

图 3-5 电子保险丝在空载时启动

下面的图 3-6 显示了在具有高有源负载的情况下，TPS16410 在接通电源时的响应。在本例中，TPS16410 开始按预期调节功率，但由于与有源负载相关的浪涌电流，电子保险丝最终会在输入电压开启大约 200ms 后进入故障状态。对于该测试，输入功率限制为 14.30W，产生的误差约为 3%。

图 3-6 高负载下电压开启期间的电子保险丝调节

功率限制

在此设计中，TPS16410 电路旨在将功耗限制在 13.65W。对于需要更高功率限制（24VAC 输入）的应用，可以使用节 2.2 中的公式来调整功率限制，也可以绕过器件进行评估。

如果器件结温达到热关断阈值 (TSD)，则内部 FET 将关断。当 TPS16410 检测到热过载时，器件会保持关断状态，直到冷却至 T_SDHYS。当 TPS16410 冷却至 T_SDHYS 时，器件在额外延迟 t_TSD,RST 内保持关断，此时间后，如果器件仍处于启用状态，将自动重试导通。在热关断期间，故障引脚 FLT 拉至低电平以发出故障状态信号。

下面的图 3-7 显示了器件在接近 13.7W 阈值时的功率调节。电子负载设置为恒定功率并逐渐增加到功率限值。随着负载增加，输出电压开始下降以保持功率低于限制阈值。随着负载进一步增大，该器件将禁用输出。当 P_LIM 为 13.65W 时，TPS16410 的功率调节精度为 99.5%。

图 3-7 电子保险丝电源限制

输入过压保护

TPS16410 器件包含的电路可在过压情况下保护系统。如果 OVLO 引脚上的电压超过 V_OVLO 阈值，则会关断内部 FET 并保护下游负载。在此参考设计中，在 24VDC 输入电压下，过压保护电压为 28V，在 24VAC 输入电压下，过压保护电压约为 40V。图 3-8 显示了 28.13V 时的过压关断，因此在 28V OVP 阈值下，OVP 精度为 99.5%。

图 3-8 电子保险丝输入过压保护响应

LMR38020 15V 电源轨测试结果

为了测试 LMR38020 在 100mA 至 1A 负载范围内的效率，分别为 J18 和 J19 提供了 24VAC 和 24VDC 输入电压。电子负载用于为每个测试创建特定的负载条件。输入电压、输出电压和输出电流纹波测量是在预期的最大允许负载下进行的，同时保持在 15W 总功率限制以下。

下面的图 3-9 显示了 LMR38020 在 1A 负载下的输入和输出电压以及输出电流纹波。在此负载下，总功耗正好低于电子保险丝设置的限值。1A 负载时的输入电压纹波约为 592mV_pk-pk，输出电压纹波约为 186mV_pk-pk。流向负载的输出电流显示电流纹波约为 9.3mA，约为纹波_pk-pk 的 9.3%。

图 3-9 LMR38020 输出电压纹波（1A 负载）

负载范围内的效率测试结果：

下面的表 3-1 显示了在输入电压为 24VDC 且在通向器件的输出端上具有电子负载时，LMR38020 的测试数据。负载电流范围为 100mA 至 1A，步长为 50mA。

下面的图 3-10 显示了负载电流范围内的效率。所有负载值下的效率均大于 90%，在 450mA 负载电流下达到 96% 的峰值效率。

图 3-10 LMR38020 在负载范围内的效率（24VDC 输入）

在对 LMR38020 采用 24VAC 整流输入的情况下，进行了相同测试，负载电流范围再次设置为 100mA 至 1A，步长为 50mA。该数据显示在下面的表 3-2 中。

下面的图 3-11 显示了对 LMR38020 采用 24VAC 整流输入电压时，效率与负载电流的关系。‌效率峰值为 93%，且‌从 350mA 到 900mA 负载电流范围内的效率曲线相对平坦。

图 3-11 LMR38020 在负载范围内的效率（24VAC 输入）

TPS62932 3.3V 电源轨测试结果

在不同负载条件下测试 TPS62932 效率的测试程序与上述 LMR38020 的测试程序相同。在本例中，我们从 3.3VDC 电源轨将 100mA 拉至 1A，同时为降压转换器的输入提供 15VDC。这用于确定 3.3VDC 降压转换器的性能。

对于 3.3V 电源轨上的负载，使用最坏情况 750mA 作为负载电流，以测量输入电压纹波、输出电压纹波和输出电流纹波。下面的图 3-12 显示了上述每个参数的纹波。输入电压纹波峰峰值为 192mV，约 1.3%。输出电压纹波峰峰值约为 80.8mV，约 2.4%。输出电流纹波峰峰值约为 5.3mA，约 0.7%。

图 3-12 TPS62932 纹波（750mA 负载）

效率结果：

下面的表 3-3 显示了在 TPS62932 效率测试中捕获的数据。该测试的负载电流测试值与 LMR38020 相同，但 3.3V 电源轨的总功耗要低得多，因为该电源轨仅用于 MCU 和电路板外设。

下面的图 3-13 显示了 TPS62932 的效率与负载电流的关系。在 850mA 负载下，效率峰值为 92.61%，但由于 3.3V 电源轨上的总负载远低于此值，因此运行期间的平均效率在 80% 中值范围内。

图 3-13 TPS62932 在负载范围内的效率

DRV8316 测试结果

为测试 DRV8316C 的操作功能，需使用实际的终端用户米6体育平台手机版_好二三四来测试 TI 器件性能。此参考设计使用的米6体育平台手机版_好二三四部分是霍尔效应传感器、BLDC 风门电机，以及将电机能量有效传输到风门的齿轮。下面的图 3-14 显示了主要测试设置。当电机旋转时，可用的一小部分齿轮网络与放置在齿轮腔内的磁体一同用于获取旋转信息。然后，TMAG5273 电路板直接安装在磁体/齿轮上，并在运行期间将角度数据发送回主板。

图 3-14 BLDC 风门控制测试设置

关于风门电机/齿轮的一项重要注意事项是，向左旋转需要更高的电流，而向右旋转需要的电流要小得多。在本节中，右转 (OTR) 是指风门以较低电流向右旋转，左转是指 BLDC 电机以较高电流向左旋转。

由于参考设计的尺寸较小，并且缺少将电路板安装到米6体育平台手机版_好二三四的安装选项，因此使用次要 TMAG5273 电路板来远程检测风门位置。下面的图 3-15 显示了 TMAG5273 遥感板。

图 3-15 用于 BLDC 电机位置检测的 TMAG5273 遥感板

下面的图 3-16 显示了 OTL 运行期间三个相位中每一个相位的电机电压输出。BLDC 电机的输出在每个相位之间为 120⁰，对于每个输出相位，BLDC 电机的输出电压范围为 15.38V 至 15.73V。

图 3-16 DRV8316C 对于每个相位的电压输出

DRV8316C 运行期间的相电流：下面的图 3-17 显示了 OTL 运行期间 BLDC 电机每个相位的输出电流。相电流波形在相位之间为 120 度，总 RMS 电流为 474.6mA。在以高电流向左旋转期间捕获 RMS 电流。

图 3-17 电机运行期间的 DRV8316C 输出电流

下面图 3-18 中的波形显示了在 BLDC 电机 OTL 操作期间，DRV8316C 输入端的电流。在移动期间，DRV8316C 消耗的电流在约 187mA 下达到峰值，同时以 190.1mA 的 RMS 值驱动带传感器的 BLDC 电机装置。在运行期间，输入电压通过交流耦合来提取电压纹波。风门电机在高负载下旋转期间，电压纹波约为 201mV。

图 3-18 运行期间 DRV8316C 的输入电流和输入电压纹波

下面的图 3-19 显示了来自 MSPM0 单个输出相位（INH 和 INL）的控制信号以及 OTL 运行期间 SO 引脚的电流输出。

DRV8316C 上的 SOx 引脚输出的模拟电压与低侧 FET 中流动的电流和增益设置 (GCSA) 的乘积成比例。增益设置可在四个不同级别之间调节，可通过 GAIN 引脚（在硬件器件型号中）或 GAIN 位（在 SPI 器件型号中）设置这些级别。电流检测是通过 DRV8316C 器件的每个低侧 FET 上的检测 FET 实施的。该电流信息馈送到内部 I/V 转换器，该转换器根据 VREF 引脚上的电压和增益设置在 SOx 引脚上生成 CSA 输出电压。

图 3-19 电机运行期间 DRV8316C 的 INH、INL 和 SOx (OTL)

图 3-20 显示了 OTR 运行期间的相同输出。在此情况下，在风门电机快速旋转期间，INH 和 INL 控制信号以及 SOx 的频率增加、持续时间大大缩短。

图 3-20 电机运行 (OTR) 期间 DRV8316C 的 INH、INL 和 SOx

DRV8428 测试结果

DRV8428 测试与 BLDC 风门电机测试非常相似，区别是 ‌DRV8428 测试采用了 24VDC 双极步进电机。一个磁体固定在电机背面（如下面的图 3-21 所示），在 0V 至 10V 或 4mA 至 20mA 控制情况下用于位置控制环路，而在步进电机由基于温度的控制环路进行控制的情况下仅用于位置验证。

图 3-21 使用位置磁体的步进电机设置

图 3-22 显示了 DRV8428 器件使用单引脚接口在全步进模式下驱动双极步进电机的负载测试结果。在全步进模式下，全桥以两种模式（正向或反向模式）中的任意一种模式运行，两个绕组之间的相移为 90°。图 3-22 所示为阶跃电压、OUTA 绕组电流和 OUTB 绕组。

图 3-22 DRV8428 相位输出和阶跃控制信号

DRV8428 步进电机驱动效率：

为了测试 DRV8428 的效率，将器件的输入直流电压范围设置为 15VDC 至 24VDC，同时观察运行期间电源的电流输出。在电机运行期间，DRV8316C 的每个输出端都使用电流探针和电压表来采集每个相位的 RMS 电压和 RMS 电流。此测试利用不同的衰减模式设置执行了两次，以凸显可以实现的效率改进。

下面的图 3-23 显示了在衰减引脚通过来自 MSPM0 的 GPIO 设置为 0（智能调优纹波控制已启用）时，DRV8428 运行期间的电流和电压输出。智能调优纹波控制通过在 I_TRIP 电平旁设置一个 I_VALLEY 电平来进行操作。当电流电平达到 I_TRIP 时，驱动器不是进入慢速衰减直到 t_OFF 时间结束，而是进入慢速衰减直到达到 I_VALLEY。慢速衰减的工作原理类似于模式 1，其中两个低侧 MOSFET 都导通，允许电流再循环。在此模式下，t_OFF 根据电流电平和运行条件而变化。该方法可以更严格地调节电流电平，从而提高电机效率和系统性能。智能调优纹波控制适用于能够承受可变关断时间调节方案的系统，以在电流调节中实现小电流纹波。从 MSPM0 DAC 通过固件将 V_REF 引脚设置为 1.5V。DRV8428 的 M0 引脚驱动为 0，而 M1 引脚通过 330kΩ 电阻器接地，将微步进模式设置为 71% 电流的全步进（两相励磁）。

测得的 AOUT 1 的 RMS 电压和电流为 1.69V 和 367.1mA RMS，BOUT 1 的 RMS 电压和电流分别为 2.08V 和 368.4mA。每个相位的关断时间为 9.86ms，两个输出均发生 90 度相移。

图 3-23 DRV8428 在智能调优纹波控制下的输出电流和电压

下面的表 3-4 显示了衰减模式设置为智能调优纹波控制时，DRV8428 运行期间效率的测试结果。逐渐增加输入直流功率，并记录 RMS 输出电压/电流以计算电机驱动效率。

下面的图 3-24 显示了输入直流功率范围内的电机驱动效率。

图 3-24 DRV8428 在输入功率范围内的效率

在第二项测试中，衰减模式设置为高阻态，从而利用智能调优动态衰减模式。此衰减模式设置经由每个 PWM 周期进行迭代优化。如果电机电流超过目标跳变电平，则衰减模式在下一个周期变得更加激进（增加快速衰减百分比）以防止调节损失。如果必须长时间驱动才能达到目标跳变电平，则衰减模式在下一个周期变得不那么激进（去除快速衰减百分比），从而以更少的纹波实现更高效地运行。在步进下降时，智能调优动态衰减会自动切换到快速衰减，以便快速进入下一步进。使用 71% 电流的全步进两相激励，通过 MSPM0 DAC 将 V_REF 保持在 1.5V 设置。下面的图 3-25 显示了电机运行期间 AOUT 1 和 BOUT 1 的输出。AOUT 1 的 RMS 电压为 2.36V，RMS 电流输出为 317.4mA。BOUT 1 的 RMS 电压为 2.73V，RMS 电流为 320.1mA。该模式下的关断时间约为 7.66ms。

图 3-25 ‌DRV8428 在智能调优动态衰减下的输出电流和电压

下面的表 3-5 显示了每个增量输入电压值的记录数据，以及对应每个值计算出的效率。

下面的图 3-26 显示了在启用智能调优动态衰减的情况下，DRV8428 在输入功率范围内的效率和总相位输出电流图。在此测试中，效率要好得多，并且与输入电源电压成正比，在 24VDC 输入电压下峰值约为 97%。

图 3-26 DRV8428 在输入功率范围内的效率